西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第1頁摘要隨著第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)的快速發(fā)展和線性調(diào)制技術(shù)的廣泛應(yīng)用，發(fā)射機(jī)對(duì)射頻功率放大器的線性度提出了更高的要求。由于這些線性調(diào)制技術(shù)具有非恒定包絡(luò)的特點(diǎn)，當(dāng)調(diào)制信號(hào)通過射頻功率放大器后將產(chǎn)生互調(diào)信號(hào)失真，而這種互調(diào)產(chǎn)物無法用濾波去除。另外，射頻功率放大器是發(fā)射機(jī)中耗電最大的器件，因此。應(yīng)盡可能讓射頻功率放大器工作在電源效率相對(duì)較高的區(qū)域，即接近射頻功率放大器的飽和區(qū)域。然而，這一區(qū)域正是雖易于產(chǎn)生非線性失真的區(qū)域。因此，為了滿足發(fā)射線性度和電源效率，發(fā)展了許多線性化技術(shù)。本論文在概述了功率放大器的特點(diǎn)和分類以及對(duì)非線性失真的描述后。對(duì)各種線性化技術(shù)進(jìn)行了總結(jié)和比較。其中，由于預(yù)失真法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低和線性化好，本論文根據(jù)預(yù)失真法的基本原理，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于低頻偶次項(xiàng)互調(diào)產(chǎn)物的射頻預(yù)失真器。該預(yù)失真器利用二階互調(diào)分量分別產(chǎn)生三階和五階互調(diào)失真，以雙平衡二極管混頻器作為互調(diào)失真發(fā)生器，并通過分別獨(dú)立控制三階和五階互調(diào)分量的幅度和相位，可得到更準(zhǔn)確的線性補(bǔ)償。在預(yù)失真器的仿真電路中，輸入195GHZ，帶寬8MHZ的雙音信號(hào)，從仿真結(jié)果中可看到，三階互調(diào)和五階互調(diào)分別改善了20DB和L8DB。關(guān)鍵詞射頻功率放大器線性化；預(yù)失真互調(diào)失真西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第|頁ABSTRACTTHEIMPONANCEOFRFAMPLIFIERSLINEARIZATIONHASBEENEMPH觴IZEDWITLLTILERAPIDDEVELOPMENTOFTLLETHIRDGENERATIONMOBILECOMMUNICATIONSYSTEMSANDTHEWIDEUSENESSOFLINEARMODULATIONTECHNIQUESMODUIATEDSIGNALSWITHVARYINGENVELOPWINGENERATEINTERMODULATIONDISTORTIONWHICHCANNOTBEELIMINATEDBY觚ERWHENTHOSESIGNALPASSTHERFPOWERAMPLIFIERSNIEPOWCR鋤PLIFIERISKNOWNTOBETHEMOSTPOWERCONSUINGCOMPONENTINAT舢SMITTER，HENCEITISDESIRABLETOOPE“LTETHEPOWERAMPLIFIERASEMCIENTASPOSSIBLE，IE，NEARTHESATLLRATIONRCGION、他ICHISATTHEOPERATINGREGIONTHATTHESIGNALSAREMOSTSUSCEPTIBLETONONLINEARDISTORTIONMANYIINEARIZATIONTECHNIQUESHAVEDEVELOPEDTOMEETTRANSMITTERLI9EARITYREQUIREMENTALLDPOWEREMCIENCYSEVERALLINEARIZATIONTECHNIQUESARESUMMARIZEDALLDCOMPAREDAFTERTHECHARACTERISTICSANDCLASSESOFPOWER鋤PLIFIERSANDDESCRIPTIONOFNONLINEARDISTORTIONAREPRESENTEDTHISPAPERPROPOSESARFPREDISTORTERBASEDONLOW矗EQUENCYEVENORDERINTERMODULATIONCOMPONENTSDUETOTHESIMPLICITY，10WCOSTANDMODERATEDISTORTIONIMPROVEMENTOFPREDISTONIONLINEARIZATIONTHETHIRDORDERIM3ANDFINHORDERIM5INTERMODULATIONDISTORTEDPRODUCTSCANBEGENERATEDBYUSINGSECONDORDERINTERMODULATIONCDMPONENTST、V0DOUBLEBAIANOEDDIODEMIXERSAREIMPLEMENTEDASINTERMODULATIONPRODUCTSGENERATORSPOWER鋤PLIFIERLINEARITYHASBEENIMPROVEDBYINDEPENDENTLYCONTROLLINGTHEAMPLITUDESANDPHASESOFIM3ANDIM5SIMULATIONRESUITSSHOWHATIM3REDUCTIONOF20DBAILDIM5REDUCTIONOF18DBARCACHIEVEDRESPECTIVELYAT195GHZKEYWORDSRADIOFREQUENCYPOWERAMPLIFCR；PREDISTORTION；LINEARIZTION；INTERMODULATIONDISTONION西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第1頁第1章緒論11論文研究的目的和意義移動(dòng)通信系統(tǒng)在經(jīng)歷了第一代的模擬蜂窩系統(tǒng)、第二代的基于TDMA和窄帶CDMA基礎(chǔ)的數(shù)字蜂窩系統(tǒng)，目前已發(fā)展到第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)。例如CDMA2000、WCDMA和TDSCDMA。這些通信系統(tǒng)旨在為用戶提供高速、大容量和多種服務(wù)。隨著無線用戶的飛速發(fā)展和寬帶通信業(yè)務(wù)的開展，通信頻段變得越來越擁擠，為了在有限的頻譜范圍內(nèi)容納更多的通信信道，要求采用頻譜利用率更高的傳輸技術(shù)，因此線性調(diào)制技術(shù)如QAMQUADRATUREAMPLITUDEMODULATION、QPSKQUADRATUREPHASESHIFTKEYING等在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中被廣泛采用。由于這些線性調(diào)制技術(shù)具有非恒定包絡(luò)、寬頻帶和較高的峰平比等諸多特點(diǎn)，當(dāng)調(diào)制信號(hào)通過功率放大器后將產(chǎn)生互調(diào)信號(hào)失真。互調(diào)失真對(duì)鄰接信道產(chǎn)生不同程度的干擾，而這種互調(diào)產(chǎn)物無法用濾波去除，因此第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)對(duì)射頻功率放大器的線性度提出了更高的要求，射頻功率放大器的線性校正成為整個(gè)系統(tǒng)工作性能的關(guān)鍵技術(shù)之一。傳統(tǒng)的減小射頻功率放大器的非線性的方法是功率回退法，然而，工作點(diǎn)的回退降低了放大器的電源效率并導(dǎo)致很高的熱耗散。在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，移動(dòng)站的電源是有限的，所以發(fā)射機(jī)的工作效率是保證移動(dòng)站有最大工作時(shí)間的關(guān)鍵。眾所周知，功率放大器是發(fā)射機(jī)中耗電最大的器件，因此，應(yīng)盡可能的讓功率放大器工作在電源效率相對(duì)較高的區(qū)域，即接近功率放大器的飽和區(qū)域。然而，這區(qū)域正是最易于產(chǎn)生非線性失真的區(qū)域，因此，為了同時(shí)滿足發(fā)射線性度和電源效率，發(fā)展了許多補(bǔ)償射頻功率放大器非線性失真的線性化技術(shù)。目前，射頻功率放大器的線性化技術(shù)已成為一個(gè)廣泛而活躍的研究領(lǐng)域。12國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢(shì)為了滿足這種對(duì)射頻功率放大器線性化的高度要求，線性化技術(shù)在國(guó)內(nèi)外得到廣泛的關(guān)注并在手機(jī)、基站和衛(wèi)星通信等應(yīng)用領(lǐng)域進(jìn)行了深入的研究，西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第2頁發(fā)展出了幾種主要的線性化技術(shù)，包括前饋法、反饋法和預(yù)失真法。前饋法的基本原理是用兩個(gè)環(huán)路分別對(duì)消掉載波信號(hào)和失真信號(hào)來實(shí)現(xiàn)線性化。由于在第一個(gè)環(huán)路中提取出來的失真部分都是需要線性化的放大器自身的產(chǎn)物，所以用這些產(chǎn)物來和放大器的輸出端的失真成分對(duì)消，效果非常好。前饋法具有超線性化、頻帶寬的特點(diǎn)，但它的設(shè)備價(jià)格昂貴，需要輔助的誤差放大器和復(fù)雜的控制電路，并且體積龐大。前饋系統(tǒng)不僅要求幅度匹配，而且還需要兩條平行通路上的相位和延遲匹配。在上個(gè)世紀(jì)二十年代，在貝爾實(shí)驗(yàn)室工作的美國(guó)人HAR01DSBLACK發(fā)明了反饋的電路形式，并且應(yīng)用于放大器，這種反饋的電路形式在后來的電路設(shè)計(jì)中成為了一種非常基礎(chǔ)的實(shí)用電路。反饋型功放的線性是以犧牲其增益得到的，且存在不穩(wěn)定和頻帶窄的缺點(diǎn)。預(yù)失真線性化法就是在功放前加入預(yù)失真器使輸入功放的非線性特性與功放的非線性特性正好相反，抵消放大器的非線性，使放大器呈線性特性。預(yù)失真法由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本底、線性化好、對(duì)輸出功率影響小而被廣泛采用。根據(jù)預(yù)失真器在發(fā)射機(jī)中的位置，可以分為射頻預(yù)失真技術(shù)、中頻預(yù)失真技術(shù)和基帶預(yù)失真技術(shù)。根據(jù)預(yù)失真器處理信號(hào)的形式?？梢苑譃槟M預(yù)失真技術(shù)和數(shù)字預(yù)失真技術(shù)。線性化技術(shù)發(fā)展到現(xiàn)在，逐漸出現(xiàn)了各種線性化技術(shù)逐步融合的趨勢(shì)。例如前饋技術(shù)的載波消除環(huán)中就經(jīng)常用到預(yù)失真技術(shù)，而預(yù)失真技術(shù)中也加入了反饋的思想。除了各種線性化技術(shù)之間相互融合借鑒，線性化技術(shù)和數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的結(jié)合也越來越緊密，特別是隨著高速度DSP技術(shù)的發(fā)展，自適應(yīng)的思想逐漸被引入到線性化技術(shù)中，相應(yīng)的出現(xiàn)了自適應(yīng)前饋技術(shù)、自適應(yīng)預(yù)失真技術(shù)等等這些技術(shù)的融入，使得線性功放的線性度得到了極大的提升。13本文內(nèi)容安排第一章簡(jiǎn)述了本論文研究的目的和意義，概述了國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢(shì)說明了發(fā)展射頻功率放大器線性化技術(shù)的重要性。第二章介紹了發(fā)射機(jī)的工作原理和射頻功率放大器的特點(diǎn)以及主要的工作性能指標(biāo)，并概述了功率放大器的幾種工作狀態(tài)。第三章給出了非線性失真的描述，介紹了幾種描述非線性失真的指標(biāo)以及射頻功率放大器的非線性失真模型。最后總結(jié)比較了目前常見的幾種線性西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第3頁化技術(shù)。第四章根據(jù)預(yù)失真法的基本原理，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于低頻偶次項(xiàng)產(chǎn)物的射頻預(yù)失真器。該預(yù)失真器利用二階互調(diào)分量分別產(chǎn)生三階和五階互調(diào)失真，并通過分別獨(dú)立控制三階和五階互調(diào)分量的幅度和相位，得到更準(zhǔn)確的線性補(bǔ)償。論文詳細(xì)分析了各部分電路的設(shè)計(jì)原理和過程。從仿真結(jié)果中可看到，三階互調(diào)和五階互調(diào)得到了明顯的改善，較好的實(shí)現(xiàn)了預(yù)期設(shè)計(jì)目標(biāo)。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第4頁第2章射頻功率放大器和發(fā)射機(jī)21無線通信發(fā)射機(jī)概述在無線通信系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)是重要的子系統(tǒng)。無論是話音、圖像還是數(shù)據(jù)信號(hào)，要利用電磁波傳送到遠(yuǎn)端，都必須使用發(fā)射機(jī)。發(fā)射機(jī)完成的主要功能是調(diào)制、上變頻、功率放大和濾波。發(fā)射機(jī)射頻部分的任務(wù)是完成基帶信號(hào)對(duì)載波的調(diào)制，將其變?yōu)橥◣盘?hào)并搬移到所需的頻段上且有足夠的功率發(fā)射。發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號(hào)是處于某一信道內(nèi)的高頻大功率信號(hào)，應(yīng)盡量減少它對(duì)其他相鄰信道的干擾。發(fā)射機(jī)的組成方案大致可以分成兩種一是將調(diào)制和上變頻合二為一，在一個(gè)電路里完成，這稱為直接變換法，如圖21所示。二是將調(diào)制和上變頻分開，先在較低的中頻上進(jìn)行調(diào)制，然后將已調(diào)信號(hào)上變頻搬移到發(fā)射的載頻上，這稱為兩步法。如圖22所示。直接變換法雖然簡(jiǎn)單，但它有明顯的缺點(diǎn)，由于發(fā)射信號(hào)是以本振頻率為中心的通帶信號(hào)，經(jīng)功率放大和發(fā)射后的強(qiáng)信號(hào)會(huì)泄漏或反射回來影響本振，牽引本振頻率。特別是在為了節(jié)省能源，需要頻繁的接通斷開功率放大器時(shí)，產(chǎn)生的干擾更大，本振頻率不穩(wěn)，則直接影響發(fā)射機(jī)的各項(xiàng)性能指標(biāo)。兩步法發(fā)射機(jī)的構(gòu)成方案與一般調(diào)頻的模擬微波機(jī)相似，只要更換調(diào)制、解調(diào)單元，就可吼利用現(xiàn)有的模擬微波信道傳輸數(shù)字信息。因此，在多信道傳輸時(shí)，這種方案容易實(shí)現(xiàn)數(shù)字模擬系統(tǒng)的兼容，具有較好的通用性。圖2一L直接變換發(fā)射機(jī)圖22兩步變換發(fā)射機(jī)發(fā)射機(jī)的特性與使用場(chǎng)合有關(guān)。遠(yuǎn)距離系統(tǒng)中，大功率低噪聲是首要指發(fā)射機(jī)的特性與使用場(chǎng)合有關(guān)。遠(yuǎn)距離系統(tǒng)中，大功率低噪聲是首要指西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第5頁標(biāo)?？臻g和電池供電系統(tǒng)中，效率必須要高。通信系統(tǒng)中，要求低噪聲和高穩(wěn)定性。發(fā)射機(jī)的主要性能指標(biāo)包括工作頻段、輸出功率、頻率穩(wěn)定度、交調(diào)失真、電源頻率、諧波抑制度和通頻帶寬帶等【31。22射頻功率放大器221功率放大器的特點(diǎn)射頻功率放大器用于發(fā)射機(jī)的末機(jī)，它將已調(diào)制的頻帶信號(hào)放大到所需要的功率值，送到天線中發(fā)射，保證在一定區(qū)域中的接受機(jī)可以收到滿意的信號(hào)電平，并且不干擾相鄰信道的通信。功率放大器總是在大信號(hào)狀態(tài)下工作，因此，不論是器件結(jié)構(gòu)和電路設(shè)計(jì)都與小信號(hào)放大器不同。為了能承受大信號(hào)激勵(lì)和輸出一定的微波功率，微波晶體管交指型結(jié)構(gòu)的指條數(shù)目從低噪聲管的35條增加到1020條。為了承受大功率，要求有良好的散熱效果，雙極型微波功率晶體管總是用硅材料制造其導(dǎo)熱率比鍺高許多倍，而場(chǎng)效應(yīng)微波功率晶體管趨向于用金屬一半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管MESFET，并且管殼都采用大面積接地板結(jié)構(gòu)。功率放大器為了減少大電流引入的損耗，常用單管放大，而且功率放大器常用共射共源組態(tài)，因?yàn)樗休^高的增益。共基組態(tài)由于它的輸入電流與輸出電流大小相同，引入了較大的損耗。222功率放大器的主要性能指標(biāo)1工作頻帶工作頻帶指放大器的輸出功率的波動(dòng)或增益不平坦度在一定范圍內(nèi)時(shí)，放大器所對(duì)應(yīng)的工作頻率寬度。2增益增益是標(biāo)稱輸出功率和輸入功率之比。3輸出功率如圖23所示的是功率放大器輸出功率與輸入功率的關(guān)系。由圖可見，在小信號(hào)區(qū)，功率增益基本不變，這時(shí)功率增益與輸入功率大小無關(guān)。但隨著信號(hào)加大，功率增益便下降。通常把增益下降LDB的點(diǎn)稱為L(zhǎng)DB增益壓縮點(diǎn)，把該點(diǎn)對(duì)應(yīng)的輸出功率稱為1DB增益壓縮點(diǎn)輸出功率。當(dāng)輸入功率超過1DB點(diǎn)以后，放大器很快進(jìn)入飽和區(qū)工作，此時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸出功率便是飽和輸出功率。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第6頁P(yáng)PIN圖23功率放大器輸入輸出功率的關(guān)系4效率功率放大器的效率有兩種定義方法。一種稱為集電極效率仇，它是輸出功率與電源供給功率圪之比，即仇二署21R出這種定義沒有考慮放大器的功率增益。另一種稱為功率增加效率PAEPOWERADDEDEFFICIENCY，它是輸出功率只。與輸入功率己的差與電源供給匕之比腳警1一拉2Z匕、G，、功率增加效率PAE的定義中包含了功率增益的因素，當(dāng)有比較大的功率增益時(shí)，只。圪，此時(shí)有仉“削E。5三階互調(diào)系數(shù)三階互調(diào)系數(shù)反映功率放大器的非線性。在兩個(gè)正弦信號(hào)與正激勵(lì)下，由于非線性，功率放大器將產(chǎn)生一些新的頻率分量。三階互調(diào)系數(shù)就是M一五或2五一Z頻率信號(hào)的幅度與基波Z或五的信號(hào)幅度之比值。6雜散輸出與噪音收發(fā)信機(jī)的接收和發(fā)射設(shè)備一般都是通過天線雙工器共用一付天線的。如果收和發(fā)采用不同頻帶的工作方式，那么發(fā)射機(jī)功率放大器頻帶外的雜散西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第8頁典型的A類功率放大器輸入輸出波形如圖24所示。需要設(shè)置合適的靜態(tài)工作點(diǎn)A為了最大限度地利用晶體管，輸出最大功率，一般選擇去。，K音。，。和L。是管子所能承受的最大漏源極電壓二二和漏極電流。在A類功率放大器中，晶體管等效為受控的電流源。A類功率T放大器最大輸出信號(hào)電流幅度為妄如。，最大輸出電壓幅度為，最大集二電極效率為仉一；一_III至至至|三|三；|至I|亭享J彳|璺零0主鬟掌0J一莖亍I；J薯JJ至三蔞萋薹零I；I；I；JI耋OOO_一_000一JJ主I彳IF量薹曩J別凌蠼派與噬崩哺世垅，噬嶙葛離攘鬣囂呸拳魚瑩黔蘚暨鴦卦釃二卵嘣夠節(jié)董盟磊側(cè)彀J灌鬻心瀝強(qiáng)喜髭吲；龜唧一霪礦I信號(hào)的幅度4較小時(shí)，4”也小，所以輸出的高次諧波一般可以忽略。射頻放大器一般都是頻帶放大器，這些諧波由于離基波較遠(yuǎn)，一般都可以濾除，因此諧波對(duì)放大器的影響不是太大。313互調(diào)失真如果加在非線性器件輸入端除有用信號(hào)外還同時(shí)伴有一個(gè)或多個(gè)干擾信兩個(gè)信號(hào)X4COS州4COS吐F，代入式3一1可知，除了諧波PQ和GQP和G為包含零的正整數(shù)的分量外，還會(huì)產(chǎn)生很多組合頻率的分量【3L【16】。如，由一次方項(xiàng)和三次方項(xiàng)產(chǎn)生的Q和嶼的基波分量為Q4Q43詈口3442COSQH“4Q43詈Q442COSQF33|西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)；L騙羹羹薹霎震鬻萋蕈囊蔞鬻夔冀羹囊鎏羹鬟簍蓁薹囊，；蠡L萋|攀鏨耋萋蠢簦捅凰鼎匍制荔飄鈀J衙觚釉磁鞭泊荊I靛一I卜I蠢蠢L霞剛薹I矗I；掣心；封；羹淑I射瓤斷；蹇9灌溆是強(qiáng)磊；墨罨鋈聒篙結(jié)攫浠磕繕熙登薰豐矗疊希張，簧釋對(duì)梧翟和斬黲，響I耋；I。妻L喜ILIL牌豎I萋婁二萋IL鎏蓁羹荔矍霎。3功率放大器的分類功率放大器的最重要的指標(biāo)時(shí)輸出功率和效率。由此出發(fā)，可將功率放大器分成A、B、C、D、E、F類。歸納這些分類原則，大致可以分為兩種一種是按照晶體管的導(dǎo)通情況分，另一種是按晶體管的等效電路分F13】。按照信號(hào)一周期內(nèi)晶體管的導(dǎo)通情況，即按導(dǎo)通角大小，功率放大器可分為A、B、C三類。在信號(hào)的一周期內(nèi)管子均導(dǎo)通，導(dǎo)通角臼180。在信號(hào)周期一周內(nèi)，導(dǎo)通角度的一半定義為導(dǎo)通角口，稱為A類。一周期內(nèi)只有一半導(dǎo)通的稱為B類，即日90。導(dǎo)通時(shí)間小于一半周期的稱為C類，此時(shí)口90。如果按照晶體管的等效電路分，則A、B、C屬于一大類，它們的特點(diǎn)是輸入均為正弦波，晶體管都等效為一個(gè)受控電流源。而D、E、F屬于另一類功放，它們的特點(diǎn)是，輸入是矩形波，晶體管被等效為受輸入信號(hào)控制的開關(guān)，它們的導(dǎo)通角都近似為90。，都是屬于高效率的非線性功率放大器。下面對(duì)移動(dòng)通信中常用的幾西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第12頁和翌學(xué)COS2Q刮R蘭學(xué)COS2Q嘲R翌竽COS2哆刮R半COS2吐R3_5遙亳乓F擴(kuò)百歹富F圖33雙音信號(hào)的輸出頻譜真裹要憫具壹當(dāng)兩個(gè)頻率十分接近的信號(hào)輸入放大器時(shí)，由器件非線性產(chǎn)生的如式3_3、34和35所示的許多組合頻率分量中，有可能在放大器頻帶內(nèi)的頻率分量除了基波外，還可能有組合頻率2峨一Q和2一鷂，因?yàn)樗鼈儽容^靠近基波分量，如圖33所示。這些組合頻率是由非線性器件的三次方項(xiàng)產(chǎn)生的，并且對(duì)有用信號(hào)形成干擾。這種干擾并不是由兩輸入信號(hào)的諧波產(chǎn)生的，而是由這兩個(gè)輸入信號(hào)的相互調(diào)制相乘引起的，所以稱為互調(diào)失真。由非線性器件的三次方項(xiàng)引起的互調(diào)稱為三階互調(diào)2鷂一Q和2一鷂，由五次方項(xiàng)引起的稱為五階互調(diào)3氈2Q和3Q一2Q?？梢栽谙旅鎯蓚€(gè)指標(biāo)中選一個(gè)來衡量放大器的互調(diào)失真程度。一是互調(diào)系數(shù)，三階互調(diào)系數(shù)刪3的定義為S劃BG瓣招刪3一般為負(fù)值，其絕對(duì)值越大，說明放大器的線性度越好。二是三階互調(diào)截點(diǎn)上P3，定義為三階互調(diào)功率達(dá)到和基波功率相等的點(diǎn)，此點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的輸入功率表示為Z驢3。32非線性失真模型功率放大器總是應(yīng)用在大信號(hào)狀態(tài)，此時(shí)非線性非常嚴(yán)重。在放大器模型的基礎(chǔ)上，對(duì)放大器非線性的分析在工程設(shè)計(jì)中非常重要?；谄骷奈锞酵疉暑一8爿8O西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第13頁理特性建立功率晶體管的非線性模型已成為這一領(lǐng)域的前沿課題。根據(jù)器件的特性，可分為無記憶器件和有記憶器件。若射頻功率放大器是無記憶器件，其非線性失真主要考慮振幅振幅AMAM變換失真和振幅相位AMPM變換失真。弱非線性可用泰勒級(jí)數(shù)模型來描述和分析。無記憶器件假設(shè)無法描述系統(tǒng)的頻率相關(guān)特性。當(dāng)工作帶寬遠(yuǎn)小于器件的帶寬時(shí)，頻率相關(guān)特性往往可以忽略，則無記憶假設(shè)是可行的。寬帶放大器設(shè)計(jì)必須考慮器件的記憶特性，此時(shí)就不能用泰勒級(jí)數(shù)模型來分析，而要用諧波平衡法、VOLTERRA級(jí)數(shù)來描述和分析。其中諧波平衡法主要用于大信號(hào)激勵(lì)的強(qiáng)非線性電路，VJLTERRA級(jí)數(shù)適用于小信號(hào)激勵(lì)的弱非線性電路。在本文中都假設(shè)所研究的射頻功率放大器是沒有記憶效應(yīng)的。321極坐標(biāo)非線性模型假設(shè)不考慮記憶效應(yīng)，射頻功率放大器的兩個(gè)非線性特性AMAM和AM一蹦特性可以通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量得到，因此用AMAM和AMPM特性來描述非線性功放是實(shí)際中經(jīng)常采用的方法。如果把射頻功放的AMAM和AMPM特性用串聯(lián)方式來表示則可以得到極坐標(biāo)形式的非線性模型，考慮如下形式的單頻輸入信號(hào)Z爿COS2石正F力36當(dāng)信號(hào)通過非線性射頻功放后，輸出信號(hào)變?yōu)閅廠4COS2丌正FG437上式中的廠爿和G一分別代表功放的AMAM和AMPM的非線性轉(zhuǎn)換特性。根據(jù)文獻(xiàn)17】18】研究表明，對(duì)于調(diào)制輸入信號(hào)式36和37所描述的關(guān)系也同樣滿足，即對(duì)于如下的調(diào)制輸入信號(hào)輸出信號(hào)可表示為XF爿|COS2石ZF妒FYO，爿FCOS2石正F聲FG一03839式中，一，是輸出信號(hào)幅度，聲FG，是輸出信號(hào)的相位，它們是輸入信號(hào)幅度爿F的函數(shù)，式39被稱為是AMAM和AMPM模型的極坐標(biāo)形式。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第14頁322泰勒級(jí)數(shù)模型如果放大器輸出信號(hào)是其輸入信號(hào)的瞬時(shí)函數(shù)即無記憶，且非線性很弱時(shí)，輸出信號(hào)YR可用輸入信號(hào)X0的泰勒級(jí)數(shù)表示為，O，XF吒ROC。XOC2X2F巳X30310NL若同時(shí)存在AMPM失真，則可用復(fù)數(shù)泰勒級(jí)數(shù)表示為生J，F(xiàn)兒凈“R311NI】一般級(jí)數(shù)在處截?cái)?。，ZF為單值、弱非線性，通過恰當(dāng)?shù)娜〖?jí)數(shù)的若干階代替非線性常取到五項(xiàng)。泰勒級(jí)數(shù)分析簡(jiǎn)單、直觀明了，在定量分析放大器的諧波、三階互調(diào)截點(diǎn)、1DB壓縮點(diǎn)等指標(biāo)時(shí)非常方便【10】。323VOITERRA級(jí)數(shù)模型對(duì)于有記憶效應(yīng)的模型，通常采用VOLTERRA級(jí)數(shù)來表示。V01TERRA級(jí)數(shù)模型可以準(zhǔn)確的描述任何一種非線性系統(tǒng)，是分析實(shí)際可實(shí)現(xiàn)非線性系統(tǒng)或電路的通用方法，在計(jì)算小信號(hào)、無記憶非線性電路時(shí)同泰勒級(jí)數(shù)無任何區(qū)別。VOLTEA級(jí)數(shù)方法采用顯式表示激勵(lì)和響應(yīng)關(guān)系的電路傳遞函數(shù)，考慮輸入各頻率之間的互相影響，把系統(tǒng)劃分為無窮個(gè)VOLTERRA級(jí)數(shù)相加形式實(shí)際取多少階根據(jù)具體的電路情況定。一般35階，如圖34所示【9L。圖34VBLTERRA級(jí)數(shù)系統(tǒng)模型根據(jù)模型非線性系統(tǒng)的微分方程可寫成譬三F啊F1XP一1DE紅，F(xiàn)2XOF1XOTDQ312JE瑪吒，2，碼HOF1XFF2XF一乃DLF2毛、。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第15頁上式中，F(xiàn)I，R2，毛，_，L稱為第N階核或稱力階非線性沖擊響應(yīng)，用傅氏變換將式312變換成Y，Q確X，Q馬，Q，QXQX_，Q3131馬，Q，_，Q，QX，QX，鮑X豇B。其中，以Q，NT，J皚，JQ吃FL，F(xiàn)2，B，靠E叫914“”“DDR2DF3D。式3一13為一線性代數(shù)方程，其中凰_，Q、，Q，吐、馬，Q，_，哆，鴨分別為一階、二階和三階V0HENA傳遞函數(shù)，知道了各階傳遞函數(shù)，只需用線性電路的分析方法便可進(jìn)行求解各種非線性指標(biāo)，簡(jiǎn)化了非線性失真的研究工作。33非線性射頻功率放大器的影響射頻功率放大器按工作狀態(tài)分為線性放大與非線性放大兩種，非線性射頻放大器有較高的效率，而線性射頻放大器的最高效率也只有50。因此從高效率的角度來看應(yīng)采用非線性射頻功率放大器。但是非線性放大器在放大輸入信號(hào)的同時(shí)會(huì)產(chǎn)生一系列有害影響。從頻譜的角度看，由于非線性的作用，輸出會(huì)產(chǎn)生新的頻率分量，如三階互調(diào)、五階互調(diào)分量等，它干擾了有用信號(hào)并使放大的信號(hào)頻譜發(fā)生變化，頻帶展寬。從時(shí)域的角度看，對(duì)于波形為非恒定包絡(luò)的已調(diào)信號(hào)，由于非線性放大器的增益與信號(hào)幅度有關(guān)，則使輸出信號(hào)的包絡(luò)發(fā)生了變化，引起波形失真。對(duì)于包含非線性電抗元件如晶體管的極間電容的非線性放大器，還存在使幅度變化轉(zhuǎn)變?yōu)橄辔蛔兓挠绊懀蓴_己調(diào)波的相位。在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，射頻功率放大器的AMAM和AMPM變換失真對(duì)數(shù)字信號(hào)的影響非常大，這可從數(shù)字調(diào)制信號(hào)星座圖中反映出來。假設(shè)輸入信號(hào)為艄DQPSK信號(hào)，放大器的非線性失真使輸出信號(hào)星座圖的實(shí)部和虛部發(fā)生偏移，降低誤差加性噪聲的容限，導(dǎo)致頻譜再生而干擾鄰道信號(hào)并惡化誤碼率。因此，在設(shè)計(jì)通信系統(tǒng)功率放大器時(shí)，首先要定量分析非線性的影響，必要時(shí)應(yīng)采取相應(yīng)的線性化技術(shù)來改善其線性度。34射頻功率放大器的線性化技術(shù)射頻功率放大器的線性化技術(shù)從原理上分主要有兩大類一類是通過獲西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第16頁得射頻功率放大器非線性特性來消除功率放大器輸出信號(hào)中的互調(diào)干擾分量，這類線性化技術(shù)主要包括前饋技術(shù)、負(fù)反饋技術(shù)和預(yù)失真技術(shù)等；另一類是通過輸入幅度恒定的信號(hào)給功率放大器來避免非線性失真，如EER等技術(shù)就屬于這類線性化技術(shù)。下面將簡(jiǎn)單介紹一下這些線性化技術(shù)的基本工作原理與各自特點(diǎn)。341反饋法反饋技術(shù)是減小放大器失真的最簡(jiǎn)單一種的線性化技術(shù)，它最早是由美國(guó)的HSBLACK在提出前饋技術(shù)九年之后的1937年提出的，但是反饋技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用，因?yàn)檫@種技術(shù)在低頻電子技術(shù)領(lǐng)域中對(duì)失真抵消具有明顯的效果，電路結(jié)構(gòu)也比較簡(jiǎn)單，只是工作頻帶窄，如圖35所示。反饋法利用放大器輸出的非線性失真信號(hào)抵消放大器自身的一部分非線性，因此對(duì)放大器輸出信號(hào)的穩(wěn)定性、增益的穩(wěn)定性、非線性失真以及通頻帶等指標(biāo)都有改善作用。但是，反饋方法降低了放大器的增益，且實(shí)際電路很難保證反饋網(wǎng)絡(luò)在高頻段的很寬頻帶內(nèi)反饋信號(hào)與輸入信號(hào)反相，相移控制困難，因此這種方法一般只用在低頻場(chǎng)合【15】。3。42前饋法吖庸1AL圖35反饋法基本框圖前饋的概念早在1929年10月就有人提出，但直到1960年才受到電路工作者的重視，其主要原因有一是前饋是一種開環(huán)電路，所有器件特性隨時(shí)間的變化不能被補(bǔ)償；二是在整個(gè)頻帶內(nèi)，電路元件的轉(zhuǎn)移特性必須限定為幾分之一分貝三是要采用第二個(gè)輔助放大器，增加了復(fù)雜度和技術(shù)難度。但是它也有許多潛在的優(yōu)點(diǎn)，如可以大大改善功放的線性；它不損失器件西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第17頁的增益和增益帶寬；第二個(gè)輔助放大器僅處理誤差信號(hào)，噪聲低、功率低，系統(tǒng)總的噪聲性能沒有因?yàn)槎嗔艘粋€(gè)功放而惡化；它是無條件穩(wěn)定的電路，帶寬較寬，因此前饋法廣泛應(yīng)用于超線性功率放大器中【LLJ【”J。一般的前饋功率放大器由主功率放大器、誤差放大器、耦合器、減法器和延時(shí)單元組成，如圖36所示。圖中上面一路為主放大支路，下面一路為抵消支路。輸入信號(hào)進(jìn)入后分成兩路，一路進(jìn)入主放大支路，一路進(jìn)入抵消支路。進(jìn)入主放大支路的信號(hào)由高功率放大器進(jìn)行放大，由于主放大器的非線性，在信號(hào)中產(chǎn)生了互調(diào)分量；進(jìn)入抵消支路的信號(hào)經(jīng)延時(shí)單元延時(shí)一定時(shí)間后輸送到減法器，延時(shí)時(shí)間與信號(hào)經(jīng)主放大器處理的時(shí)間相同。直接耦合器對(duì)主功率放大器的輸出信號(hào)進(jìn)行采樣，并把取樣信號(hào)饋送到減法器，與抵消支路的信號(hào)相減。適當(dāng)控制取樣信號(hào)的幅度和相位，使其和延時(shí)信號(hào)等幅反相。輸出結(jié)果稱為誤差信號(hào)，它不包含原始信號(hào)，基本上由主放大器產(chǎn)生的互調(diào)干擾信號(hào)組成誤差信號(hào)經(jīng)誤差放大器放大后，與主放大支路信號(hào)經(jīng)延時(shí)單元延時(shí)后的信號(hào)相減，通過調(diào)整誤差信號(hào)，使兩者等幅反相，以抵消主放大支路的誤差信號(hào)。最后輸出的結(jié)果只有經(jīng)放大的原始信號(hào)。M永NMD冒圖36前饋法基本框圖由上面的分析可見，影響前饋放大器抵消性能的主要因素是線性環(huán)中參與抵消的相位失衡和幅度失衡，所以提高其性能的關(guān)鍵是能否對(duì)支路中的信號(hào)幅度和相位進(jìn)行精確控制，以實(shí)現(xiàn)理想的抵消。近年來提出了一種改進(jìn)的前饋放大器，它在抵消支路中加入衰減器和相移器，同時(shí)加入抽樣、控制電路以便實(shí)時(shí)監(jiān)控系統(tǒng)環(huán)路，實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)幅度和相位的精確控制同時(shí)保證系統(tǒng)的高線性性能不隨時(shí)間、溫度的變化而變化。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第18頁342預(yù)失真法性AMAM和AMPM與射頻功放的非線性特性正好相反，抵消放大器的非線性，使放大器呈線性特性，如圖37所示ILL】【151。孑屯產(chǎn)EDISTORTER?！邦A(yù)失真法具有電路形式簡(jiǎn)單、調(diào)整方便、效率高、造價(jià)低等優(yōu)點(diǎn)。目前，預(yù)失真線性化技術(shù)大體可分為數(shù)字預(yù)失真和射頻模擬預(yù)失真兩種方法。數(shù)字預(yù)失真技術(shù)廣泛采用了數(shù)字信號(hào)處理的硬件和軟件來實(shí)現(xiàn)，大多數(shù)是在基帶信號(hào)頻譜內(nèi)進(jìn)行的預(yù)失真處理F47J?！?4】。設(shè)計(jì)者需對(duì)信號(hào)發(fā)射和接收傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)非常了解。數(shù)字預(yù)失真非常適合于基站和手機(jī)等功放設(shè)計(jì)。數(shù)字預(yù)失真器由一個(gè)矢量增益調(diào)節(jié)器組成，根據(jù)查找表LUT的內(nèi)容來控制輸入信號(hào)的幅度和相位，預(yù)失真的大小由查找表LUT的輸入來控制。矢量增益調(diào)節(jié)器一旦被優(yōu)化，將提供一個(gè)與功放相反的非線性特性，理想情況下，這時(shí)輸出的互調(diào)產(chǎn)物應(yīng)該與雙音信號(hào)通過功放的輸出幅度相等而相位相反，即自適應(yīng)調(diào)節(jié)模塊就是要調(diào)節(jié)查找表的輸入，從而使輸入信號(hào)與功放輸出信號(hào)的差別最小。注意到，輸入信號(hào)的包絡(luò)也是查找表LUT的一個(gè)輸入，反饋路徑來取樣功放的失真輸出，然后經(jīng)過A，D變換送入自適應(yīng)調(diào)節(jié)DSP中，進(jìn)而來更新查找表LUT】?！?4I。模擬信號(hào)預(yù)失真通常是在輸入射頻信號(hào)和功放之間插入一個(gè)非線性發(fā)生器，通過控制其相位和幅值，可以有效刪除射頻功放的互調(diào)失真。但是，隨著工作條件和工作環(huán)境的變化信號(hào)預(yù)失真的幅度和相位會(huì)發(fā)生變化，線性效果將會(huì)下降。為了保持好的線性效果，就需對(duì)預(yù)失真信號(hào)發(fā)生器的幅度和相位進(jìn)行自適應(yīng)控制【45】【46】【551。342EER法EER法最先由KALLN提出，如圖38所示。中頻輸入信號(hào)通過包絡(luò)檢測(cè)器和限幅器，得到幅度和相位形式的輸入信號(hào)。恒包絡(luò)的輸入信號(hào)經(jīng)混頻器西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第20頁第4章預(yù)失真器的設(shè)計(jì)與仿真不同的功率放大器線性化技術(shù)具有各自的特點(diǎn)，一個(gè)對(duì)現(xiàn)有線性化技術(shù)的比較如表41所示。表41射頻功率放大器線性化技術(shù)的比較復(fù)雜性效率帶寬消除失真反饋法中高低高前饋法高中高高EER法由高中低預(yù)失真法由高高中由表4一L可知，在各種功率放大器線性化方法中，預(yù)失真法是一種低成本，同時(shí)又能達(dá)到中等程度要求的線性化方法。與前饋法相比，它具有低功耗、電路簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。由于它本身就是開環(huán)結(jié)構(gòu)，所以能提供比反饋法更寬的帶寬，具有很好的實(shí)用價(jià)值。因而預(yù)失真法在第三代無線通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。預(yù)失真器的基本功能就是產(chǎn)生與功率放大器相NULLX西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第21頁本章基于對(duì)射頻功率放大器非線性特性和預(yù)失真法的分析，擬采用射頻預(yù)失真法設(shè)計(jì)一個(gè)預(yù)失真器對(duì)一個(gè)195GHZ的射頻功率放大器進(jìn)行線性化。該射頻功率放大器的主要工作指標(biāo)有功率放大器中心頻率1950MHZ帶寬8MHZ增益33DB互調(diào)失真優(yōu)于20DB41預(yù)失真器的工作原理目前許多模擬預(yù)失真器都著重于減少三階互調(diào)產(chǎn)物IM3，然而，隨著第三代無線通信系統(tǒng)的發(fā)展，功率放大器通常都工作在高非線性區(qū)，因此，高階互調(diào)產(chǎn)物的消除顯得越來越重要。本章基于這一點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一個(gè)利用低頻偶次項(xiàng)產(chǎn)物分別獨(dú)立產(chǎn)生和控制三階互調(diào)和五階互調(diào)IM5的預(yù)失真器如圖41所示1271。圖41預(yù)失真器原理圖總的電路分為三個(gè)部分檢波電路、控制電路和互調(diào)發(fā)生電路。檢波電路由一個(gè)非線性功率放大器組成，該非線性功率放大器可以產(chǎn)生二階分量QQ，由一個(gè)低通濾波器將二階產(chǎn)物從放大器的輸出中濾出?？刂齐娐酚梢粋€(gè)乘法器組成，它將二階分量變?yōu)樗碾A分量2氈一2Q。這兩路信號(hào)都送到可變?cè)鲆娣糯笃?，通過控制該可變?cè)鲆娣糯笃骺烧{(diào)整三階互調(diào)和五階互西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第22頁調(diào)的幅度變化，三階互調(diào)和五階互調(diào)的相位變化由互調(diào)發(fā)生電路的移相器控制。輸入信號(hào)被分為兩路，分別進(jìn)入三階互調(diào)和五階互調(diào)發(fā)生電路。在三階互調(diào)發(fā)生電路中，輸入信號(hào)被送入雙平衡二極管混頻器的LO端，與IF端的信號(hào)即二階分量QQ進(jìn)行混頻，在RF端產(chǎn)生三階交調(diào)信號(hào)IM3。同樣的道理，五階互調(diào)信號(hào)IM5可以從四階分量2嗚一2Q中得到。這兩路互調(diào)分量分別經(jīng)過相位調(diào)整后與輸入信號(hào)合成在一起，形成預(yù)失真信號(hào)。圖42預(yù)失真器框圖預(yù)失真器的框圖如圖42所示。對(duì)于一個(gè)雙頻信號(hào)蜥婷4COSQF4COS嶼F41混頻器IF端的二階分量E和四階分量分別為Q44嘭GICOS【氈一QF】4三44G2G2C。S【2Q一2QF】42其中G是檢測(cè)器的傳輸系數(shù)，GL和G2分別是二階分量和四階分量可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆?。?jīng)過混頻器和移相器后，三階互調(diào)分量IM3和五階互調(diào)分量IM5分別為ZW3妄42QGIGJCOS【2QQFPI】。43亡424QGLGCOS【2Q一吐F伊1】西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第25頁在等功率分配的情況下，即EB，女L，于是Z2乙ZOZ0Z03壓Z0413胄220微帶線功率分配器的實(shí)際結(jié)構(gòu)可以是圓環(huán)形，便于加工和隔離電阻的安裝。在本設(shè)計(jì)中，功率比例為七1，功分器的中心頻率是1950MHZ，通帶為19GHZ2GHZ，帶內(nèi)各端口反射系數(shù)小于20DB，兩輸出端隔離度小于25DB，傳輸損耗小于3DB。利用ADS2004設(shè)計(jì)了3DB功率分配器。仿真電路圖如圖44所示，仿真結(jié)果如圖45所示。從仿真結(jié)果來看，該功分器達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。獺。鍪。蒸。瀚篙“”淵篇”溜篇。，“”2。圖44功率分配器仿真電路圖西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第28頁多項(xiàng)式來逼近濾波器的特性。最平坦型用巴特沃斯BUTTCRWONH，等紋波型用切比雪夫TCHEBESHEV，陡峭型用橢圓函數(shù)型ELLIPTIC，等延時(shí)用高斯型G肌SSIALL。由于巴特沃斯濾波器具有最大平坦度的特點(diǎn)，本設(shè)計(jì)擬采用巴特沃斯低通濾波器。設(shè)置其通帶為10MHZ，阻帶為13MHZ，紋波為O1DB，頻率大于13MHZ時(shí)，衰減大于20DB。其仿真電路和仿真結(jié)果分別如圖46和圖47所示。2L岜圖46低通濾波器仿真電路圖妒051015202530FNBQ，MHZ圖47低通濾波器仿真結(jié)果西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第29頁423定向耦合器定向耦合器又稱為方向耦合器，因?yàn)檫@種器件的輸入和輸出信號(hào)間除了幅度關(guān)系外，還有一定的方向性關(guān)系。它類似于高頻電路中的變壓器網(wǎng)絡(luò)，功率按比例和相位進(jìn)行分配和混合。定向耦合器是個(gè)四端口網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，如圖48所示。定向耦合器圖48定向耦合器框圖2_一3信號(hào)輸入端L的功率為丑，信號(hào)傳輸端2的功率為最，信號(hào)耦合端3的功率為B，信號(hào)隔離端4的功率為只。若墨、只、B、只皆用毫瓦M(jìn)W來表示，定向耦合器的四大參數(shù)則可定義為插入損耗2耦合度3隔離度4方向性嗍叫OTS腎。K擊CC毋刪G即呲擊件邶卜10LGI魯IL魄赤忉西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第30頁。C拈，一。S陲|。TS擊一。S擊，C如，一CC拈，C4一TS，定向耦合器有多種形式，其中分支線型耦合器在微波電路中有廣泛的用途。尤其是功率等分的3DB耦合器，不僅因?yàn)榻Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易制造，而且輸出端口位于同一側(cè)，方便與半導(dǎo)體器件結(jié)合，構(gòu)成平衡混頻器、倍頻器、移相器、衰減器等微波電子線路。不論分支線兩個(gè)輸出端口功率是否相等，在中心頻率上兩個(gè)輸出信號(hào)的相位總是相差90。如圖49所示為分支線耦合器結(jié)構(gòu)，各個(gè)支線在中心頻率上是四分之一波導(dǎo)波長(zhǎng)，由于微帶的波導(dǎo)波長(zhǎng)還與阻抗有關(guān)，故圖中支線與主線的長(zhǎng)度不等，阻抗越大，尺寸越長(zhǎng)。ZS卜H圖49分支線耦合器2如果分支線禍合器的各個(gè)端口接匹配負(fù)載，信號(hào)從1口輸入，4口沒有輸出，為隔離端，2口和3口的相位差為90，功率大小由主線和支線的阻抗決定。在本設(shè)計(jì)中，設(shè)計(jì)一個(gè)3DB分支線耦合器，中心頻率為195GHZ，輸入輸出端口間隔離度達(dá)到20DB。該分支線耦合器仿真電路如圖410所示。TL生4L上。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第31頁M丁EEADSW一ADS1H1T2P帆LIN盯眭一ADS艟附M花EADS眥州PON“TL4TEE3TL5TE“TL6P3NUM4SUBSF艏UBL。SUBS仁懈UBRSUB3惜UBL“8UBST。懈UBL“SUBS悻懈U礬NM3W1引MMW1_328MM蘆32BMMV們刮91MMV忙91巾ML25MMV幢101MML2076MM”盤；3J8MML25MMW3；101MMNB19TMM圖410分支線耦合器仿真電路圖仿真結(jié)果如圖411所示。M1FREA1950GHZDBFSF2113064M一辯JF，7L、X爿KF他QGHZA插入損耗和耦合度西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第32頁已，TOM3INDDELTAO000DEDDELTA270045DE址AMODEON掇一、；FM2豺窩凄籬50G21L1281R、H一、T、斗N18202224Z62830F悖QGB輸出端相位差LM4LF陀Q21950GHZID，E，11、一1N口_77支，1，13M砂喇。FU01214618202224262830F怕QGHZC1輸入端隔離度一一L_N一田一M曙L(fēng)J一一L_N一ALI厶西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第33頁CO；S二一7AZ、1U1O121416182O222426283OF?！癎HZD輸出端隔離度圖411分支線耦合器仿真結(jié)果從仿真結(jié)果來看，在中心頻率195GHZ處，輸出端口問相位差達(dá)到90。，耦合度達(dá)到，3DB，輸入輸出端口問隔離度達(dá)到20DB，滿足設(shè)計(jì)要求。424混頻器混頻器通常被用于將不同頻率的信號(hào)相乘以便實(shí)現(xiàn)頻率的變換?；祛l器有三個(gè)端口，一是射頻口，二是本振口，三是中頻口。把需要進(jìn)行頻率搬移的信號(hào)加在混頻器的射頻口，把搬移頻率的功率和電壓來自本地振蕩器，即LO加在混頻器的本振口，在混頻器的中頻口就可以得到兩個(gè)輸出。如果需要中頻信號(hào)的頻率比射頻低，那么這個(gè)混頻器就是下變頻器，反之是上變頻器。對(duì)于一個(gè)給定的射頻信號(hào)，具有理想本振即沒有諧波和噪聲邊帶的本振的理想混頻器只產(chǎn)生兩個(gè)中頻輸出一個(gè)是射頻與本振的頻率之和五五，另一個(gè)是兩者之差正一正。混頻器的主要技術(shù)指標(biāo)有1變頻損耗盡管混頻器的器件工作方式是幅度非線性，但我們希望它是一個(gè)線性移頻器。變頻后的輸出信號(hào)的幅度變化就是變頻損耗或增益。一般地，無源混西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第34頁頻器都有變頻損耗。二極管混頻器的變頻損耗包括混合網(wǎng)絡(luò)損耗15DB左右、邊帶損耗3DB、諧波損耗1DB和二極管電阻損耗15DB，典型值為7DB左右。2噪聲系數(shù)描述信號(hào)經(jīng)過混頻器后質(zhì)量變壞的程度，定義為輸入輸出信號(hào)的信噪比的比值。這個(gè)值的大小主要取決于變頻損耗，還與電路的結(jié)構(gòu)有關(guān)。3本振功率混頻器的指標(biāo)受本振功率控制。若本振功率不夠，混頻器就達(dá)不到預(yù)定指標(biāo)。產(chǎn)品混頻器都是按功率DBM值分類的，如7DBM、LODBM、17DBM本振LO。4端口隔離三個(gè)端口L0、RF、IF頻率不同，互相隔離指標(biāo)，DB越高越好。端口隔離與電路設(shè)計(jì)、機(jī)構(gòu)、器件和信號(hào)電平有關(guān)。5功率消耗功耗是所有電池供電設(shè)備的首要設(shè)計(jì)因素。無源混頻器消耗LO功率，而L0消耗直流功率，L0功率越大，消耗直流功率越多。按采用的非線性器件不同，常用的混頻器有三極管混頻器、二極管混頻器和集成模擬乘法器構(gòu)成的混頻器。其中，二極管混頻器電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，噪聲低，工作頻段寬，組合頻率少。它的電路形式有單管式、平衡式及雙平衡式等。這里我們采用雙平衡二極管混頻器。雙平衡二極管混頻器電路原理圖如圖412所示。四個(gè)二極管組成了一個(gè)環(huán)路，各二極管的極性沿環(huán)路一致，故又可稱為環(huán)形混頻器。構(gòu)成的二極管環(huán)形混頻器中，各二極管均工作在受參考信號(hào)控制的開關(guān)狀態(tài)，它是另一類開關(guān)工作的乘法器。雙平衡二極管混頻器電路具有如下特點(diǎn)1結(jié)構(gòu)上四個(gè)二極管按相同極性接成環(huán)形。作為混頻時(shí)，環(huán)形的兩個(gè)對(duì)角端AB和CD分別通過變壓器接入本振信號(hào)V，和有用信號(hào)B。其中，接入本振信號(hào)的端口稱為L(zhǎng)端，接入由于信號(hào)的端口稱為R端，變壓器中心抽頭之間接輸出負(fù)載電阻胄，輸出信號(hào)稱為I端。2本振信號(hào)V，為大信號(hào)。四個(gè)二極管工作在受V，控制的開關(guān)狀態(tài)。其中，D2，B在V的正半周導(dǎo)通，DL。D4在U的負(fù)半周導(dǎo)通。通過，分析。導(dǎo)出的輸出電流乇I等局眈，。3如果電路平衡，則各端口西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第35頁是相互隔離的，即L端口的本振信號(hào)不會(huì)通到R端，R端口的有用信號(hào)不會(huì)竄入L端，有用信號(hào)和本振信號(hào)均不會(huì)通到I端。圖412雙平衡二極管混頻器R啦H在圖412中，設(shè)BCOSF為輸入信號(hào)電壓，COS吼F為本振電壓，胄為輸出負(fù)載電阻，鞏和鞏為帶有中心抽頭的變壓器例如傳輸線變壓器，其初、次級(jí)繞組的匝數(shù)比為L(zhǎng)1。若足夠大，且其值遠(yuǎn)大于，則可以認(rèn)為各二極管均工作在受V，控制的開關(guān)狀態(tài)。在屹正半周期間，D2和D3管導(dǎo)通。在屹負(fù)半周期間，DL和D4管導(dǎo)通。將二極管用開關(guān)等效，設(shè)F2和毛分別為通過D2和色的電流，和分別為通過DL和見的電流，如為二極管導(dǎo)通內(nèi)阻，且也。則在屹正半周期間，開關(guān)閉合，上、下兩回路的方程為吩叱一F2如一F2一RF419B叱一F3如一一J2也O、7消去叱求得T，J2一F3。麗靠4。20相應(yīng)的開關(guān)函數(shù)為墨魄R，因而式420可寫成下列一般形式，一5燾蜀銑4之1同理，在吃負(fù)半周期間，相應(yīng)的開關(guān)函數(shù)為墨眈，一療，用同樣的分析方法可求得西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第36頁卜F42I靠墨一力4之2因而，通過的總電流為扣“卜瓴燾K她瑙慨D11423一甕哥地歸一麓等爭(zhēng)曠，舭一2五，月。72R，R。I石3石“I由式423可見，雙平衡二極管混頻器的輸出電流中僅包含PQP為級(jí)數(shù)的組合頻率分量，而抵消了Q，以及P為偶數(shù)、QI的眾多組合頻率分量。從上面的分析得知，本振電壓與輸入信號(hào)電壓不會(huì)通到輸出端，表明L端口和R端口對(duì)I端口是隔離的。425移相器目前用的較多的移相器有鐵淦氧移相器和二極管移相器兩類。前者功率容量較大，但要求控制功率也大，且相位變化速度慢，特性易受溫度影響。后者具有體積重量小、開關(guān)時(shí)間短、控制功率小、對(duì)溫度變化的穩(wěn)定性好等優(yōu)點(diǎn)，因而實(shí)際中以二極管移相器為多。移相器有模擬式和數(shù)字式兩種。模擬式移相器相移連續(xù)可調(diào)，數(shù)字移相器的相移是量化了的，即其相位只能階躍變化。模擬式移相器相位變化比較精細(xì)，但是其控制電路設(shè)備十分復(fù)雜。數(shù)字式移相器只要使其相移跳變小于45。，就可以滿足需求。LT3RIJ_JRILJ圖4一13支線耦合器型移相器西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第37頁本設(shè)計(jì)中采用支線耦合器型移相器，如圖413所示。在3DB定向耦合器的兩個(gè)平分臂中各接入個(gè)相同的二極管，則由臂4到臂1之間的相移將受二極管電抗的控制，構(gòu)成了一個(gè)移相器。設(shè)二極管正偏時(shí)其阻抗記為弘，反偏時(shí)其阻抗記為愚。因其二極管為純電抗，此時(shí)微帶傳輸線起純阻抗作用，1現(xiàn)采用長(zhǎng)度為兄，阻抗為五的微帶線和一電容C作匹配電路，構(gòu)造移相器4的反射負(fù)載如圖所示。圖414移相器的反射負(fù)載構(gòu)造記從B點(diǎn)看去的輸入阻抗為乙，A點(diǎn)看去的輸入阻抗為乙，當(dāng)二極管正偏時(shí)，下標(biāo)均加“，”，反偏時(shí)均加“R”，則有ZI。F由反射系數(shù)R象乏，可得二極管正偏時(shí)的相角為反偏時(shí)的相角為一一丟一ARC蝕丟由式425和式426可得相移角度伊為424425426去芏咆焉去芏V0西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第38頁P(yáng)2孚一去一AN丟洚Z，。2Z疊3RZ茹“、。對(duì)式427進(jìn)行反正切并使ZL、Z0、乙，對(duì)Z0進(jìn)行歸一化，整理得。牙I磊一五TAN礦產(chǎn)_，_二ZLZBFZBR當(dāng)改變二極管的電容時(shí)，可以得到不同的相移。43系統(tǒng)仿真431仿真電路428通過上一節(jié)中對(duì)各部分電路的設(shè)計(jì)和分析，利用仿真軟件ADS2004可建立預(yù)失真器的系統(tǒng)仿真電路圖如圖4一15所示。在仿真中輸入雙音信號(hào)頻率分別為1954MHZ和1946MHZ，帶寬為8MHZ，輸入功率為10DBM，主射頻功率放大器的傳輸特性如圖416所示，增益與輸入信號(hào)的功率關(guān)系圖如圖4一17所示。主射頻功率放大器的增益為33DB，最大輸出功率為35DBM。西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第39頁圖415預(yù)失真器仿真電路圖西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第40頁盆苗己ERFDWR圖416主射頻功率放大器的傳輸特性一20一5O505101520HBOMPRFPLR圖417主射頻功率放大器增益圖西南交通大學(xué)碩士研究生學(xué)位論文第41頁432仿真結(jié)果。己E151C5O510M2一M3Y19351945195519651975仃蟹口GHZ圖4一18未加預(yù)失真器