1、實(shí)驗(yàn)四脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)實(shí)驗(yàn)一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?.掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的原理。2.掌握脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍和頻率特性的定義及測(cè)量方法。3.了解脈沖編碼調(diào)制信號(hào)的頻譜特性。4.了解大規(guī)模集成電路TP3067的使用方法。二、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容1.觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)的結(jié)果,觀察調(diào)制信號(hào)與基帶信號(hào)之間的關(guān)系。2.改變基帶信號(hào)的幅度,觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號(hào)的信噪比的變化情況。3.改變基帶信號(hào)的頻率,觀察脈沖編碼調(diào)制與解調(diào)信號(hào)幅度的變化情況。4.觀察脈沖編碼調(diào)制信號(hào)的頻譜。三、實(shí)驗(yàn)器材3.終端模塊(可選6.音頻信號(hào)發(fā)生器(可選一臺(tái)7.立體聲單放機(jī)(可選一臺(tái)四、實(shí)驗(yàn)原理模擬信號(hào)進(jìn)行抽樣后,其抽樣值還是

2、隨信號(hào)幅度連續(xù)變化的,當(dāng)這些連續(xù)變化的抽樣值通過有噪聲的信道傳輸時(shí),接收端就不能對(duì)所發(fā)送的抽樣準(zhǔn)確地估值。如果發(fā)送端用預(yù)先規(guī)定的有限個(gè)電平來表示抽樣值,且電平間隔比干擾噪聲大,則接收端將有可能對(duì)所發(fā)送的抽樣準(zhǔn)確地估值,從而有可能消除隨機(jī)噪聲的影響。脈沖編碼調(diào)制(PCM簡稱為脈碼調(diào)制,它是一種將模擬語音信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的編碼方式。脈碼調(diào)制的過程如圖8-1所示。PCM主要包括抽樣、量化與編碼三個(gè)過程。抽樣是把時(shí)間連續(xù)的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成時(shí)間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號(hào);量化是把時(shí)間離散、幅度連續(xù)的抽樣信號(hào)轉(zhuǎn)換成時(shí)間離散幅度離散的數(shù)字信號(hào);編碼是將量化后的信號(hào)編碼形成一個(gè)二進(jìn)制碼組輸出。國際標(biāo)準(zhǔn)化的PCM

3、碼組(電話語音是八位碼組代表一個(gè)抽樣值。編碼后的PCM 碼組,經(jīng)數(shù)字信道傳輸,在接收端,用二進(jìn)制碼組重建模擬信號(hào),在解調(diào)過程中,一般采用抽樣保持電路。預(yù)濾波是為了把原始語音信號(hào)的頻帶限制在300-3400Hz 左右,所以預(yù)濾波會(huì)引入一定的頻帶失真。 PCM 調(diào)制原理框圖在整個(gè)PCM 系統(tǒng)中,重建信號(hào)的失真主要來源于量化以及信道傳輸誤碼,通常,用信號(hào)與量化噪聲的功率比,即信噪比S/N 來表示,國際電報(bào)電話咨詢委員會(huì)(ITU-T 詳細(xì)規(guī)定了它的指標(biāo),還規(guī)定比特率為64kb/s ,使用A 律或律編碼律。下面將詳細(xì)介紹PCM 編碼的整個(gè)過程,由于抽樣原理已在前面實(shí)驗(yàn)中詳細(xì)討論過,故在此只講述量化及編碼

4、的原理。1. 量化從數(shù)學(xué)上來看,量化就是把一個(gè)連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射成一個(gè)離散幅度值的有限數(shù)集合。如圖8-2所示,量化器Q 輸出L 個(gè)量化值k y ,k=1,2,3,L 。k y 常稱為重建電平或量化電平。當(dāng)量化器輸入信號(hào)幅度x 落在k x 與1+k x 之間時(shí),量化器輸出電平為k y 。這個(gè)量化過程可以表達(dá)為:1(,1,2,3,k k k y Q x Q x x x y k L +=<=這里k x 稱為分層電平或判決閾值。通常k k k x x -=+1稱為量化間隔。 模擬信號(hào)的量化模擬信號(hào)的量化分為均勻量化和非均勻量化,我們先討論均勻量化。把輸入模擬信號(hào)的取值域按等距離分割的量化

5、稱為均勻量化。在均勻量化中,每個(gè)量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點(diǎn),如圖8-3所示。其量化間隔(量化臺(tái)階v 取決于輸入信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)。當(dāng)輸入信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)確定后,量化間隔也被確定。例如,輸入信號(hào)的最小值和最大值分用a 和b 表示,量化電平數(shù)為M ,那么,均勻量化的量化間隔為:Mab v -= 均勻量化過程示意圖量化器輸出q m 為:,q i m q = 當(dāng)1i i m m m -<式中i m 為第i 個(gè)量化區(qū)間的終點(diǎn),可寫成 v i a m i +=i q 為第i 個(gè)量化區(qū)間的量化電平,可表示為1,122i i i m m q i M -+= 、 上述均勻量化的

6、主要缺點(diǎn)是,無論抽樣值大小如何,量化噪聲的均方根值都固定不變。因此,當(dāng)信號(hào)(m t 較小時(shí),則信號(hào)量化噪聲功率比也就很小,這樣,對(duì)于弱信號(hào)時(shí)的量化信噪比就難以達(dá)到給定的要求。通常,把滿足信噪比要求的輸入信號(hào)取值范圍定義為動(dòng)態(tài)范圍,可見,均勻量化時(shí)的信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍將受到較大的限制。為了克服這個(gè)缺點(diǎn),實(shí)際中,往往采用非均勻量化。非均勻量化是根據(jù)信號(hào)的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對(duì)于信號(hào)取值小的區(qū)間,其量化間隔v 也小;反之,量化間隔就大。它與均勻量化相比,有兩個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)。首先,當(dāng)輸入量化器的信號(hào)具有非均勻分布的概率密度(實(shí)際中常常是這樣時(shí),非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號(hào)量化噪聲功率比;其

7、次,非均勻量化時(shí),量化噪聲功率的均方根值基本上與信號(hào)抽樣值成比例。因此量化噪聲對(duì)大、小信號(hào)的影響大致相同,即改善了小信號(hào)時(shí)的量化信噪比。實(shí)際中,非均勻量化的實(shí)際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進(jìn)行均勻量化。通常使用的壓縮器中,大多采用對(duì)數(shù)式壓縮。廣泛采用的兩種對(duì)數(shù)壓縮律是壓縮律和A 壓縮律。美國采用壓縮律,我國和歐洲各國均采用A 壓縮律,因此,本實(shí)驗(yàn)?zāi)K采用的PCM 編碼方式也是A 壓縮律。所謂A 壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律:AX A Ax y 10,ln 1<+=11,ln 1ln 1<+=X AA Ax yA 律壓擴(kuò)特性是連續(xù)曲線,A 值不同壓擴(kuò)特性亦不同,在電路上實(shí)現(xiàn)

8、這樣的函數(shù)規(guī)律是相當(dāng)復(fù)雜的。實(shí)際中,往往都采用近似于A 律函數(shù)規(guī)律的13折線(A=87.6的壓擴(kuò)特性。這樣,它基本上保持了連續(xù)壓擴(kuò)特性曲線的優(yōu)點(diǎn),又便于用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn),本實(shí)驗(yàn)?zāi)K中所用到的PCM 編碼芯片TP3067正是采用這種壓擴(kuò)特性來進(jìn)行編碼的。 表中第二行的x值是根據(jù)6.A時(shí)計(jì)算得到的,第三行的x值是13折線分87=段時(shí)的值?？梢?13折線各段落的分界點(diǎn)與6.87A曲線十分逼近,同時(shí)x按2=的冪次分割有利于數(shù)字化。所謂編碼就是把量化后的信號(hào)變換成代碼,其相反的過程稱為譯碼。當(dāng)然,這里的編碼和譯碼與差錯(cuò)控制編碼和譯碼是完全不同的,前者是屬于信源編碼的范疇。在現(xiàn)有的編碼方法中,若按編碼的速度

9、來分,大致可分為兩大類:低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結(jié)為三類:逐次比較型、折疊級(jí)聯(lián)型、混合型。本實(shí)驗(yàn)?zāi)K中的編碼芯片TP3067采用的是逐次比較型。在逐次比較型編碼方式中,無論采用幾位碼,一般均按極性碼、段落碼、段內(nèi)碼的順序。下面結(jié)合13折線的量化來加以說明。段落碼段內(nèi)碼 44下面對(duì)PCM 編譯碼專用集成電路TP3067芯片做一些簡單的介紹。TP3067邏輯方框圖TP3067管腳排列圖1. TP3067管腳的功能(1VPO+:接收功率放大器的非倒相輸出(2GNDA :模擬地,所有信號(hào)均以該引腳為參考點(diǎn) (3VPO-:接收功率放大器的倒相輸出(4VPI:接

10、收功率放大器的倒相輸入(5VFRO:接收濾波器的模擬輸出(6Vcc:正電源引腳,Vcc=+5V+5%(7FSR:接收幀同步脈沖,它啟動(dòng)BCLKR,于是PCM數(shù)據(jù)移入DR,FSR為8KHz脈沖序列。(8DR:接收數(shù)據(jù)幀輸入。PCM數(shù)據(jù)隨著FSR前沿移入DR。(9BCLKR/CLKSESL:在FSR的前沿把輸入移入DR時(shí)位時(shí)鐘,其頻率可以從64KHz至2.048MHz。另一方面它也可能是一個(gè)邏輯輸入,以此為在同步模式中的主時(shí)鐘選擇頻率1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz,BCLKR用在發(fā)送和接收兩個(gè)方向。2.048MHz。它允許與MCLKx異步,但為了取得最佳性能應(yīng)當(dāng)與MCLKx同

11、步,當(dāng)MCLKR連續(xù)連在低電位時(shí),CLKx被選用為所有內(nèi)部定時(shí),當(dāng)MCLKR連續(xù)工作在高電位時(shí),器件就處于掉電模式。(11MCLKx:發(fā)送主時(shí)鐘,其頻率可以是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz,它允許與MCLKR異步,同步工作能實(shí)現(xiàn)最佳性能。(12BCLKx:把PCM數(shù)據(jù)從Dx上移出的位時(shí)鐘,其頻率可以從64KHz至2.048MHz,但必須與MCLKx同步。(13Dx:由FSx啟動(dòng)的三態(tài)PCM數(shù)據(jù)輸出。(14FSx:發(fā)送幀同步脈沖輸入,它啟動(dòng)BCLKx并使Dx上PCM數(shù)據(jù)移出到Dx上。(15TS x:開漏輸出。在編碼器時(shí)隙內(nèi)為低脈沖。(16ANLB:模擬環(huán)路控制輸入,在正常工

12、作時(shí)必須置為邏輯“0”,當(dāng)拉到邏輯“1”時(shí),發(fā)送濾波器和發(fā)送前置放大器輸出的連接線被斷開,而改為和接收功率放大器的VPO+輸出連接。(17GSx:發(fā)送輸入放大器的模擬輸出,用來在外部調(diào)節(jié)增益。(18VFxI-:發(fā)送輸入放大器的倒相輸入。(19VFxI+:發(fā)送輸入放大器的非倒相輸入。(20V BB:負(fù)電源引腳,VBB=-5V+5%。上電當(dāng)開始上電瞬間,加壓復(fù)位電路啟動(dòng)COMBO并使它處于掉電狀態(tài),所有非主要電路都失效,而Dx、VFRO、VPO-、VPO+均處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。為了使器件上電,一個(gè)邏輯低電平或時(shí)鐘脈沖必須作用在MCLKR/PDN引腳上,并且FSx和FSR脈沖必須存在。于是有兩種掉電控制

13、模式可以利用。在第一種中MCLKR/PDN引腳電位被拉高。在另一種模式中使FSx和FSr二者的輸入均連續(xù)保持低電平,在最后一個(gè)FSx或FSr脈沖之后相隔2ms左右,器件將進(jìn)入掉電狀態(tài),一旦第一個(gè)FSx和FSr脈沖出現(xiàn),上電就會(huì)發(fā)生。三態(tài)數(shù)據(jù)輸出將停留在高阻抗?fàn)顟B(tài)中,一直到第二個(gè)FSx脈沖出現(xiàn)。同步工作在同步工作中,對(duì)于發(fā)送和接收兩個(gè)方向應(yīng)當(dāng)用相同的主時(shí)鐘和位時(shí)鐘,在這一模式中,MCLKx上必須有時(shí)鐘信號(hào)在起作用,而MCLKR/PDN引腳則起了掉電控制作用。MCLKR/PDN上的低電平使器件上電,而高電平則使器件掉電。這兩種情況中,不論發(fā)送或接收方向,MCLKx都用作為主時(shí)鐘輸入,位時(shí)鐘也必須作

14、用在MCLKx上,對(duì)于頻率為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz 的主時(shí)鐘,BCLKR/CLKEL可用來選擇合適的內(nèi)部分頻器,在1.544MHz工作狀態(tài)下,本器件可自動(dòng)補(bǔ)償每幀內(nèi)的第193個(gè)時(shí)鐘脈沖。當(dāng)BCLKR/CLKSEL 引腳上的電平固定時(shí),BCLKx將被選為發(fā)送和接收方向兼用的位時(shí)鐘。表3-1說明可選用的工作頻率,其值視BCLKx/CLKSEL的狀態(tài)而定。在同步模式中,位時(shí)鐘BCLKx可以從64KHz變至2.048MHz,但必須與MCLKx同步。每一個(gè)FSx脈沖標(biāo)志著編碼周期的開始,而在BCLKx的正沿上,從前一個(gè)編碼周期來的PCM數(shù)據(jù)從已啟動(dòng)的Dx輸出中移出。在8個(gè)時(shí)

15、鐘周期后,三態(tài)Dx輸出恢復(fù)到高阻抗?fàn)顟B(tài)。隨著FSR脈沖來臨,依賴BCLKx(或在運(yùn)行中的BCLKR負(fù)沿上的DR輸入,PCM數(shù)據(jù)被鎖定,FSx和FSR必須與MCLKx或MCLKR 同步。主時(shí)鐘頻率的選擇 異步工作在異步工作狀態(tài)中,發(fā)送和接收時(shí)鐘必須獨(dú)立設(shè)置,MCLK和MCLR必須為2.048MHz,只要把靜態(tài)邏輯電平加到MCLKx/PDN引腳上,就能實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。FSx啟動(dòng)每個(gè)編碼周期而且必須與MCLKx和BCLKx保持同步。FSR啟動(dòng)每一個(gè)譯碼周期而且必須與BCLKR同步。BCLKR必須為時(shí)鐘信號(hào)。列于表8-4中的邏輯電平對(duì)于異步模式是不成立的。BCLKx和BCLKR工作頻率可從64KHz變到2

16、.048MHz。短幀同步工作COMBO既可以用短幀,也可以用長幀同步脈沖,在加電開始時(shí),器件采用短幀模式。在這種模式中,FSx和FSr這兩個(gè)幀同步脈沖的長度均為一個(gè)位時(shí)鐘周期。在BCLKx的下降邊沿當(dāng)FSx為高時(shí),BCLKx的下一個(gè)上升邊沿可啟動(dòng)輸出符號(hào)位的三態(tài)輸出Dx的緩沖器,緊隨其后的7個(gè)上升邊沿以時(shí)鐘送出剩余的7個(gè)位,而下一個(gè)下降邊沿則阻止Dx輸出。在BCLKR的下降邊沿當(dāng)FSr為高時(shí)(BCLKx在同步模式,其下一個(gè)的下降邊沿將鎖住符號(hào)位,跟隨其后的7個(gè)下降邊沿鎖住剩余的7個(gè)保留位。長幀同步工作為了應(yīng)用長幀模式,FSx和FSr這兩個(gè)幀同步脈沖的長度等于或大于位時(shí)鐘周期的三倍。在64KHZ

17、工作狀態(tài)中,幀同步脈沖至少要在160ns內(nèi)保持低電位。隨著FSx或BCLKx的上升沿(無論哪一個(gè)先到來到,Dx三態(tài)輸出緩沖器啟動(dòng),于是被時(shí)鐘移出的第一比特為符號(hào)位,以后到來的BCLKx的7個(gè)上升沿以時(shí)鐘移出剩余的7位碼。隨著第8個(gè)上升沿或FSx變低(無論哪一個(gè)后發(fā)生,Dx輸出由BCLKx的下降沿來阻塞,在以后8個(gè)BCLKR的下降沿(BCLKR,接收幀同步脈沖FSR的上升沿將鎖住DR的PCM數(shù)據(jù)。發(fā)送部件發(fā)送部件的輸入端為一個(gè)運(yùn)算放大器,并配有兩個(gè)調(diào)整增益的外接電阻。在低噪聲和寬頻帶條件下,整個(gè)音頻通帶內(nèi)的增益可達(dá)20dB以上。該運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)一個(gè)增益為1的濾波器(由RC有源前置濾波器組成,后面

18、跟隨一個(gè)時(shí)鐘頻率為256KHz的8階開關(guān)電容帶通濾波器。該濾波器的輸出直接驅(qū)動(dòng)編碼器的抽樣保持電路。在制造中配入一個(gè)精密電壓基準(zhǔn),以便提供額定峰值為2.5V的輸入過載(tmax。FSx幀同步脈沖控制濾波器輸出的抽樣,然后逐次逼近的編碼周期就開始。8位碼裝入緩沖器內(nèi),并在下一個(gè)FSx脈沖下通過Dx 移出,整個(gè)編碼時(shí)延近似地等于165ns加上125ns(由于編碼時(shí)延,其和為290ns。接收部件接收部件包括一個(gè)擴(kuò)展DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器,而它又驅(qū)動(dòng)一個(gè)時(shí)鐘頻率為256KHz的5階開關(guān)電容低通濾波器。譯碼器時(shí)依照A律(TP3067設(shè)計(jì)的,而5階低通濾波器矯正8KHz抽樣保持電路所引起的sinx/x衰減。在

19、濾波器后跟隨一個(gè)其輸出在VFRO上的2階RC低通后置濾波器。接收部件的增益為1,但利用功率放大器可加大增益。當(dāng)FSr出現(xiàn)時(shí)在后續(xù)的8個(gè)BCLKR (BCLKx的下降邊沿,DR輸入端上的數(shù)據(jù)將被時(shí)鐘控制。在譯碼器的終端,譯碼循環(huán)就開始了。接收功率放大器兩個(gè)倒相模式的功率放大器用來直接驅(qū)動(dòng)一個(gè)匹配的線路接口電路。本編譯碼器的功能比較強(qiáng),它既可以進(jìn)行A律變換,也可以進(jìn)行u律變換,它的數(shù)據(jù)既可以固定速率傳送,也可以變速率傳送,它既可以傳輸信令幀也可以選擇它傳送無信令幀,并且還可以控制它處于低功耗備用狀態(tài),到底使用它的什么功能可由用戶通過一些控制來選擇。在實(shí)驗(yàn)中我們選擇它進(jìn)行A律變換,以2.048Mbi

20、t來傳送信息,信令幀為無信令幀,它的發(fā)送時(shí)序與接收時(shí)序直接受FSx和FSR控制。還有一點(diǎn),編譯碼器一般都有一個(gè)PDN降功耗控制端,PDN=1時(shí),編譯碼能正常工作,PDN=0,編譯碼器處于低功耗狀態(tài),這時(shí)編譯碼器其它功能都不起作用,我們?cè)谠O(shè)計(jì)時(shí),可以實(shí)現(xiàn)對(duì)編譯碼器的降功耗控制,這時(shí),用戶摘機(jī),編譯碼器工作,用戶掛機(jī),編譯碼器低功耗。五、實(shí)驗(yàn)步驟1.將信號(hào)源模塊、模擬信號(hào)數(shù)字化模塊、終端模塊、頻譜分析模塊小心地固定在主機(jī)箱中,確保電源接觸良好。2.插上電源線,打開主機(jī)箱右側(cè)的交流開關(guān),再分別按下四個(gè)模塊中的開關(guān)POWER1、POWER2、S2、S3,對(duì)應(yīng)的發(fā)光二極管LED001、LED002、D2

21、00、D201、LED600、LED300、LED301發(fā)光,按一下信號(hào)源模塊的復(fù)位鍵,四個(gè)模塊均開始工作。3.將信號(hào)源模塊的撥碼開關(guān)SW101、SW102設(shè)置為0000000 0000001。4 將信號(hào)源模塊產(chǎn)生的正弦波信號(hào)（頻率 2.5KHz，峰-峰值為 3V）從點(diǎn) “S-IN”輸入模擬信號(hào)數(shù)字化模塊，將信號(hào)源模塊的信號(hào)輸出點(diǎn)“64K”、 “8K”“BS”分別與模擬信號(hào)數(shù)字化模塊的信號(hào)輸入點(diǎn)“CLKB-IN”、 “FRAMB-IN”、“2048K-IN”連接，觀察信號(hào)輸出點(diǎn)“PCMB-OUT”的 波形。 將該點(diǎn)的信號(hào)送入頻譜分析模塊， 觀察該點(diǎn)信號(hào)的頻譜， 記錄下來。 5 連接“CLKB-IN”和“CLK2-IN”， “FRAMB-IN”和“FRAM2-IN”， 連接信號(hào)輸出點(diǎn)“PCMB-OUT”和信號(hào)輸入點(diǎn)“PCM2-IN”，觀察信號(hào)輸 出點(diǎn)“OUT”的波形。將該點(diǎn)的信號(hào)送入頻譜分析模塊，觀察該點(diǎn)信號(hào)的 頻譜，記錄下來。 6 改變輸入正弦信號(hào)的幅度，使其峰-峰值分別等于和大于 5V（若幅度 無法達(dá)到 5V， 可將輸