課件課件信源編碼

通信原理（第7版）第10章樊昌信曹麗娜編著信源編碼通信原理（第7版）第10章樊昌信曹

本章內(nèi)容:

第10章信源編碼

抽樣—低通信號和帶通信號量化—標量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調(diào)制—PCM、

DPCM、ADPCM增量調(diào)制—?M時分復用

—TDM、準同步數(shù)字體系（PDH）壓縮編碼—語音、圖像和數(shù)字數(shù)據(jù)本章內(nèi)容:第10章信源編碼抽樣—低通信引言§10.1引言§10.1

引言為什么要數(shù)字化？

壓縮編碼；模/數(shù)轉(zhuǎn)換信源編碼的作用：

波形編碼和參量編碼A/D轉(zhuǎn)換（數(shù)字化編碼）的技術(shù)：

A/D

→

數(shù)字方式傳輸

→D/A模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€環(huán)節(jié)：

“抽樣、量化和編碼”波形編碼的三個步驟：

PCM、DPCM、

?M波形編碼的常用方法：6、7、8章①②

引言為什么通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件模擬信號的抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號數(shù)字化和時分多路復用的理論基礎(chǔ)模擬信號的抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號數(shù)字

最高頻率小于

fH的模擬信號m(t)

可由其等間隔的

抽樣值唯一確定，抽樣間隔Ts或抽樣速率fs應(yīng)滿足：§10.2.1低通模擬信號的抽樣定理定理：最高頻率小于fH的模擬信號m證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=

抽樣間隔Ts抽樣過程可看作是m(t)與δ

T(t)的相乘。因此

，理想抽樣信號為：其頻譜為：

1/Tsn=0證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=抽樣間隔Ts抽樣過程

理想抽樣過程的波形和頻譜：

fs≥2fH理想抽樣過程的波形和頻譜：fs≥2fH

因此，抽樣速率

必須滿足：

fsfH這就從頻域角度證明了低通抽樣定理。若fs<2fH此時，不能無失真重建原信號。

混疊失真：

重建原信號

：低通濾波器HL(f)重建原信號：低通濾波器HL(f)內(nèi)插公式內(nèi)插公式欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無失真地重建原信號

m(t)，條件是：抽樣與恢復原理框圖：欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無§10.2.2帶通模擬信號的抽樣定理定理：§10.2.2帶通模擬信號的抽樣定理定理：ffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3B|M(f)||Ms(f)|3fs

2fH=6BfH=nBfH=3Bfs=2B

3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH=2(3+k)BfHfL-fL-fHfH=nB+kBfH=3B+kB2(3+k)B=3fs推廣：

n=任意整數(shù)

2(n+k)B=nfsffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3

fs與fL

關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=6fs與fL關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=模擬脈沖調(diào)制§10.3模擬脈沖調(diào)制§10.3PAM、PDM、PPMPAM、PDM、PPM實際抽樣??——自然抽樣的PAM對比：---理想抽樣---自然抽樣m(t)實際抽樣??——自然抽樣的PAM對比：---理想抽樣

自然抽樣過程的波形和頻譜：自然抽樣過程的波形和頻譜：

自然抽樣與恢復原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列實際脈沖序列s(t)恢復：均可用理想低通濾波器取出原信號。自然抽樣與恢復原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列實際抽樣??

——

平頂抽樣的PAM

特點：每個樣值脈沖的頂部是平坦的。m(t)

產(chǎn)生：抽樣保持實際抽樣??——平頂抽樣的PAM特點：每個樣值脈沖的n=0

恢復：修正+低通濾波n=0恢復：修正+低通濾波模擬信號de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的信號——多電平數(shù)字信號模擬信號de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的抽樣值分層電平§10.4.1量化原理量化電平量化間隔量化值

——

用有限個量化電平表示無限個

抽樣值。qi=q1~qMmi抽樣值量化信號值抽樣值分層§10.4.1量化原理量化量化量化值——抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號的取值范圍量化電平數(shù)M則量化間隔量化電平（中點）分層電平（端點）§10.4.2均勻量化——等間隔劃分輸入信號的取值域抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號量化電平數(shù)M則量化間的均方值---量化噪聲功率為：

信號量噪比S/Nq輸入樣值信號的概率密度——量化器的性能指標之一mk=

m(kTs)mq=

mq(kTs)

量化噪聲信號mk的平均功率：

信號量噪比——信號功率與量化噪聲功率之比：

的均方值---量化噪聲功率為：信號量噪比S/Nq輸入樣值量化噪聲功率解：平均信號量噪比

含義？量化噪聲功率解：平均信號量噪比含義？均勻量化的缺點應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號，如遙測遙控信號、圖像信號數(shù)字化接口中?！颍?/p>

Nq與信號樣值大小無關(guān)，僅與量化間隔V有關(guān)。解決方案：非均勻量化均勻量化的缺點應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號，如遙§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓大補小y=f(x)

對數(shù)特性提高小信號的量噪比§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓32-壓縮輸出-擴張輸入在接收端，需要采用一個與壓縮特性相反的擴張器來恢復信號。入出壓縮特性擴張?zhí)匦詨嚎s-擴張?zhí)匦裕?2-壓縮輸出-擴張輸入在接收端，需要采用一個與壓縮特性相反均勻量化……壓縮特性均勻……通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件

ITU的兩種建議：ITU的兩種建議：非均勻量化x－歸一化輸入電壓y

－歸一化輸出電壓1.A壓縮律y11非均勻量化x－歸一化輸入電壓1.A壓縮律y11通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件

2.

A律

13折線2.圖10-14對稱輸入13折線壓縮特性圖10-14對稱輸入13折線壓縮特性

A律和

律不易用電子線路準確實現(xiàn)，實用中分別采用

13折線和15折線。3

.

壓縮律及其

15

折線

=0

時無壓縮效果非均勻量化A律和律不易用3.壓縮律及其15折線

15

折

線K1=32大信號的量化性能比A律稍差。小信號的量噪比是A律的2倍。15

折

線K1=32大信號的量化性能比A律稍脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCodeModulation,

PCM

——模擬信號數(shù)字化方式之一

脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCode§10.5.1

PCM的基本原理

(a)發(fā)送端模擬信號輸入PCM信號輸出抽樣保持量化編碼PCM系統(tǒng)原理框圖(b)接收端模擬信號輸出PCM信號輸入譯碼低通濾波§10.5.1PCM的基本原理(a)發(fā)送端模擬信號P模擬信號數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”模擬信號數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”具有鏡像特性特點：①簡化編碼過程優(yōu)點：②誤碼對小電壓的影響小表10

│4自然二進碼和折疊二進碼§10.5.2

常用二進制碼——編碼考慮的問題之一具有鏡像特性特點：①簡化編碼過程優(yōu)點：②誤碼對小電壓的影響小通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負編“0”段落碼：表示樣值的幅度所處的段落段內(nèi)碼：16種可能狀態(tài)對應(yīng)代表各段內(nèi)的16個量化級

在A律13折線PCM編碼中，共計：——

需將每個樣值脈沖（Is

）編成8位

二進制碼：碼位的選擇與安排——之二，關(guān)乎通信質(zhì)量和設(shè)備復雜度極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負編“0”在A律13表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段落和量化級起始電平和量化間隔(幅值)---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段50C5的權(quán)值——8ΔViC6的權(quán)值——4ΔViC7的權(quán)值——2ΔViC8的權(quán)值——1ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi

——第

i

段的量化間隔。不同段落，

ΔVi不同。前兩段相同50C5的權(quán)值——8ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi11110011…每來一個樣值脈沖就送出一個PCM碼組§10.5.3

電話信號的編譯碼器——編碼的實現(xiàn)任務(wù)

——

把每個樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進碼。11110011…每來就送出一個PCM§10.5.3電話極性判決：確定樣值信號的極性，編出極性碼：整流器：雙單（樣值的幅度大小）。保持電路：使每個樣值的幅度在7

次比較編碼過程中保持不變。比較器（核心）：將樣值電流Is與標準電流Iw進行逐次比較，

使Iw向Is逐步逼近，從而實現(xiàn)對信號抽樣值的非均勻量化和編碼。

若Is＞Iw，輸出“1”碼

若Is＜Iw，輸出“0”碼記憶電路：寄存前面編出的碼，以便確定下一次的標準電流值Iw。7/11變換：將7位非線性碼轉(zhuǎn)換成

11位線性碼，以便恒流源產(chǎn)生所需的標準電流Iw。各部件的功能：PAM信號類似天平稱物過程極性判決：確定樣值信號的極性，編出極性碼：各部件的功能：P53——只需7位（非線性）編碼

以

?對13折線正極性的8個段落進行均勻量化，則量化級數(shù)：非線性碼非均勻量化：——需要11位（線性）編碼

非線性碼與線性碼（7/11）：

稱為線性PCM編碼對應(yīng)稱為非線性/對數(shù)PCM編碼線性碼均勻量化：對應(yīng)53——只需7位（非線性）編碼以?對13折線正極（1）極性碼：C1=

1（正）（2）段落碼：C2

C3

C4（3）段內(nèi)碼：C5

C6C7

C8

PCM碼組

C1~

C8

＝11110011=111（第⑧段）=

0011解例IW4IW5IW6IW7起始1024

?V8=641270（1）極性碼：C1=1（正）PCM碼組C1~C8IS=+1270Is>IWi→1Is

≤IWi→0IW1IW2IW3IS=+1270Is>IWi→1IW56它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是：增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12

位碼變換電路。

譯碼——

把PCM信號

相應(yīng)的PAM樣值信號，即D/A變換。A律13折線譯碼器原理框圖56它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是各部分功能：7/12變換電路:

將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。目的：增加一個?Vi

/2恒流電流，人為地補上半個量化級，使最大量化誤差不超過?Vi

/2,從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路：將串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據(jù)收到的極性碼

C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中

7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來,待全部接收后再一起讀出,送入解碼網(wǎng)絡(luò)。實質(zhì)上是進行串/并變換。12位線性解碼電路：由恒流源和電阻網(wǎng)絡(luò)組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡(luò)類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應(yīng)的PAM信號。各部分功能：7/12變換電路:將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線58解例1270由上例可知，編碼電平

：IC=1216△因此，譯碼電平：ID=

IC+?Vi/2=1216+64/2=1248△

編碼后誤差:

(Is-IC)=54

△譯碼后誤差

:|

Is-ID

|=22

△

58解例1270由上例可知，編碼電平：IC=1216△因此

PCM信號的比特率和帶寬傳輸帶寬:

若采用非歸零矩形脈沖傳輸時，譜零點帶寬為例如:一路模擬話路帶寬為B=4kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題：PCM信號占用的頻帶比標準話路帶寬要寬很多倍。B=8000×8=64kHz如何解決？詳見10.6節(jié)

PCM信號的比特率和帶寬傳輸帶寬:若采用非歸零矩60§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM系統(tǒng)輸

出：兩種噪聲：∵產(chǎn)生機理不同∴相互獨立∥++——信號成分(So)——加性噪聲(Sa)——量化噪聲(Sq)性能指標：抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比60§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM兩種噪聲含義：當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時,PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長?？沽炕肼曅阅芸辜有栽肼曅阅躊CM系統(tǒng)最小帶寬——帶寬與信噪比互換含義：當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時,PCM系統(tǒng)的輸出信假設(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布?？傒敵鲂旁氡燃僭O(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布?？傒敵鲂旁?/p>

差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialPCM,

DPCM

——

PCM的改進型，是一種預測編碼方法差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialP

預測編碼簡介

問題引出PCM需用64kb/s

的比特率傳輸1路數(shù)字電話信號，這意味，其占用頻帶比

1路模擬標準話路帶寬(4kHz)要寬很多倍。

解決思路究其根源：PCM是對每個樣值獨立地編碼，與其他樣值無關(guān)?！虼耍档途幋a信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是語音編碼技術(shù)追求的目標。

——∵信號抽樣值的取值范圍較大——

從而導致數(shù)字化信號的比特率高，占用帶寬大?！?/p>

需要較多的編碼位數(shù)預測編碼簡介問題引出PCM需用64kb/s的比特

方法之一——預測編碼

線性預測——利用前面幾個抽樣值的線性組合來預測當前時刻的樣值?！魞H用前面

一個抽樣值預測當前的樣值，即為DPCM。

對相鄰樣值的差值進行編碼方法之一——預測編碼線性預測——利用前面幾個抽樣值的

線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk

是前面p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權(quán)和。p-

預測階數(shù)

ai-

預測系數(shù)當

時

?

DPCM

p

=1a1=1線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk是前面p個帶§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當

p

=1，a1=1，則有mk

=mk-1*，表示只將前一個抽樣值——DPCM：對相鄰樣值的差值進行編碼。當做預測值。預測器預測器

DPCM原理§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當p

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：

DPCM系統(tǒng)的信號量噪比：為信號平均功率；為預測誤差（量化器輸入）的平均功率；是把預測誤差作為輸入信號時量化器的信號量噪比；差分處理增益

約為6~11dB

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：DPC

ADPCM是為了改善

DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入到量化和預測過程。其主要特點：①用自適應(yīng)量化取代固定量化。自適應(yīng)量化指量化臺階隨信號的變化而變化

，使量化誤差減小。

②用自適應(yīng)預測取代固定預測。自適應(yīng)預測指預測系數(shù)可隨信號的統(tǒng)計特性而自適應(yīng)調(diào)整

，提高預測信號的精度。通過這二點改進，可大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。

自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM，Adaptive

DPCM)

ADPCM

能以32kb/s的比特率達到64kb/s的PCM

數(shù)字電話質(zhì)量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經(jīng)濟性和有效性顯著提高。ADPCM是為了改善DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.7——一種最簡單的DPCM增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.7§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)

原理引言即對預測誤差進行1位編碼量化電平數(shù)取2

§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)原理引言即對預測誤差進行

增量調(diào)制原理框圖增量調(diào)制原理框圖74

增量調(diào)制波形圖74增量調(diào)制波形圖

如何選擇

和fs

（2）過載量化噪聲（1）一般量化噪聲§10.7.2增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲很大≤譯碼器的最大跟蹤斜率：不過載條件：如何選擇和fs（2）過載量化噪聲（1）一般fs

選大：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對于語音信號而言，

ΔM的抽樣頻率在幾十千赫~百余千赫。選大：

有利于減小過載噪聲，但一般量化噪聲增大。

——原因：簡單ΔM的量化臺階是固定的，難以使兩者都不超過要求。

——解決：采用自適應(yīng)ΔM，使量化臺階隨信號的變化而變化。為了避免過載和增大編碼范圍，應(yīng)合理選擇和fs

！fs選大：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對于語時，編碼1010101010?時，編碼1010101010?=

/2起始編碼電平Amin編碼范圍：時，編碼1010101010?時，編碼1010101010?最大編碼電平（臨界過載振幅）為：其斜率若不過載，應(yīng)要求：可見，當跟蹤斜率一定時，允許的信號幅度隨信號頻率??k的增加而減小，這將導致語音高頻段的信號量噪比下降。即設(shè)最大編碼電平Amax最大編碼電平（臨界過載振幅）為：其斜率若不過載，應(yīng)要求：可見信號最大功率：由Amax可得信號量噪比假定不過載，基本量化噪聲為：量化噪聲功率：

e(t)=m(t)-m(t)e(t)e(t)是低通濾波前的量化噪聲，

m(t)是譯碼積分器輸出波形；變化區(qū)間為(-,+)。信號最大功率：由Amax可得信號量噪比假定不過載，基本量化通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件則基本量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器后，其功率為：可見，此量化噪聲功率Nq只與量化臺階及

fm

/fs

有關(guān)，而

與輸入信號大小無關(guān)。可見，最大信號量噪比與抽樣頻率fs的3次方成正比，而與信號頻率fk的平方成反比。因此，提高fs能顯著增大ΔM的量噪比。

則基本量化噪聲通過截止頻率為fm的低通濾波器后，其功率為：通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件時分復用(TDM)§10.8——TimeDivisionMultiplexing時分復用(TDM)§10.8——Ti（a)時分多路復用原理m

i(t)低通1低通2低通N信道低通1低通2低通N同步旋轉(zhuǎn)開關(guān)m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)§10.8.1基本概念實際電路中，用抽樣脈沖取代（a)時分多路復用原理mi(t)低通1低通2低通N信m1(t)m2(t)1幀Ts/NTs+Ts/N時隙12Ts+Ts/N3Ts+Ts/NTs2Ts3Ts4TsTs2Ts3Ts4Ts（b）信號m1(t)

的采樣（c）信號m2(t)

的采樣（d）旋轉(zhuǎn)開關(guān)采樣到的信號m1(t)m2(t)1幀Ts/NTs+Ts/N時隙12TsTDM的主要優(yōu)點：TDM的主要優(yōu)點：對于時分復用數(shù)字電話通信系統(tǒng)，ITU制定了兩種準同步數(shù)字體系（PDH）的建議:§10.8.2準同步數(shù)字體系

以上兩種體系的層次、路數(shù)和比特率如表所示：對于時分復用數(shù)字電話通信系統(tǒng)，ITU制定了兩種準同步數(shù)字§1

E

體系結(jié)構(gòu)圖：E體系結(jié)構(gòu)圖：偶幀TS0奇幀TS0PCM一次群的幀結(jié)構(gòu)：偶幀奇幀PCM一次群的幀結(jié)構(gòu)：隨路信令:隨路信令:每路PCM語音信號的抽樣頻率：采樣周期：fs=8000Hz---幀時間一幀共含比特，∴PCM一次群的比特率：

Ts=125s比特率每路PCM語音信號的抽樣頻率：采樣周期：fs=8000

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曹麗娜樊昌信

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課件課件信源編碼

通信原理（第7版）第10章樊昌信曹麗娜編著信源編碼通信原理（第7版）第10章樊昌信曹

本章內(nèi)容:

第10章信源編碼

抽樣—低通信號和帶通信號量化—標量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調(diào)制—PCM、

DPCM、ADPCM增量調(diào)制—?M時分復用

—TDM、準同步數(shù)字體系（PDH）壓縮編碼—語音、圖像和數(shù)字數(shù)據(jù)本章內(nèi)容:第10章信源編碼抽樣—低通信引言§10.1引言§10.1

引言為什么要數(shù)字化？

壓縮編碼；模/數(shù)轉(zhuǎn)換信源編碼的作用：

波形編碼和參量編碼A/D轉(zhuǎn)換（數(shù)字化編碼）的技術(shù)：

A/D

→

數(shù)字方式傳輸

→D/A模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€環(huán)節(jié)：

“抽樣、量化和編碼”波形編碼的三個步驟：

PCM、DPCM、

?M波形編碼的常用方法：6、7、8章①②

引言為什么通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件模擬信號的抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號數(shù)字化和時分多路復用的理論基礎(chǔ)模擬信號的抽樣§10.2抽樣定理---模擬信號數(shù)字

最高頻率小于

fH的模擬信號m(t)

可由其等間隔的

抽樣值唯一確定，抽樣間隔Ts或抽樣速率fs應(yīng)滿足：§10.2.1低通模擬信號的抽樣定理定理：最高頻率小于fH的模擬信號m證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=

抽樣間隔Ts抽樣過程可看作是m(t)與δ

T(t)的相乘。因此

，理想抽樣信號為：其頻譜為：

1/Tsn=0證明：設(shè)單位沖激序列：其周期T=抽樣間隔Ts抽樣過程

理想抽樣過程的波形和頻譜：

fs≥2fH理想抽樣過程的波形和頻譜：fs≥2fH

因此，抽樣速率

必須滿足：

fsfH這就從頻域角度證明了低通抽樣定理。若fs<2fH此時，不能無失真重建原信號。

混疊失真：

重建原信號

：低通濾波器HL(f)重建原信號：低通濾波器HL(f)內(nèi)插公式內(nèi)插公式欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無失真地重建原信號

m(t)，條件是：抽樣與恢復原理框圖：欲傳m(t)，只需傳ms(t)，收端根據(jù)其抽樣值就能無§10.2.2帶通模擬信號的抽樣定理定理：§10.2.2帶通模擬信號的抽樣定理定理：ffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3B|M(f)||Ms(f)|3fs

2fH=6BfH=nBfH=3Bfs=2B

3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH=2(3+k)BfHfL-fL-fHfH=nB+kBfH=3B+kB2(3+k)B=3fs推廣：

n=任意整數(shù)

2(n+k)B=nfsffHfL-fL-fH0BffHfL-fL-fHB-2B-3

fs與fL

關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=6fs與fL關(guān)系n=1n=2n=3n=4n=5n=模擬脈沖調(diào)制§10.3模擬脈沖調(diào)制§10.3PAM、PDM、PPMPAM、PDM、PPM實際抽樣??——自然抽樣的PAM對比：---理想抽樣---自然抽樣m(t)實際抽樣??——自然抽樣的PAM對比：---理想抽樣

自然抽樣過程的波形和頻譜：自然抽樣過程的波形和頻譜：

自然抽樣與恢復原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列實際脈沖序列s(t)恢復：均可用理想低通濾波器取出原信號。自然抽樣與恢復原理框圖：理想抽樣：自然抽樣：理想沖激序列實際抽樣??

——

平頂抽樣的PAM

特點：每個樣值脈沖的頂部是平坦的。m(t)

產(chǎn)生：抽樣保持實際抽樣??——平頂抽樣的PAM特點：每個樣值脈沖的n=0

恢復：修正+低通濾波n=0恢復：修正+低通濾波模擬信號de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的信號——多電平數(shù)字信號模擬信號de量化§10.4量化——幅度上離散化量化后的抽樣值分層電平§10.4.1量化原理量化電平量化間隔量化值

——

用有限個量化電平表示無限個

抽樣值。qi=q1~qMmi抽樣值量化信號值抽樣值分層§10.4.1量化原理量化量化量化值——抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號的取值范圍量化電平數(shù)M則量化間隔量化電平（中點）分層電平（端點）§10.4.2均勻量化——等間隔劃分輸入信號的取值域抽樣值量化值量化噪聲[a,b]設(shè)抽樣信號量化電平數(shù)M則量化間的均方值---量化噪聲功率為：

信號量噪比S/Nq輸入樣值信號的概率密度——量化器的性能指標之一mk=

m(kTs)mq=

mq(kTs)

量化噪聲信號mk的平均功率：

信號量噪比——信號功率與量化噪聲功率之比：

的均方值---量化噪聲功率為：信號量噪比S/Nq輸入樣值量化噪聲功率解：平均信號量噪比

含義？量化噪聲功率解：平均信號量噪比含義？均勻量化的缺點應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號，如遙測遙控信號、圖像信號數(shù)字化接口中。——原因：

Nq與信號樣值大小無關(guān)，僅與量化間隔V有關(guān)。解決方案：非均勻量化均勻量化的缺點應(yīng)用：主要用于概率密度為均勻分布的信號，如遙§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓大補小y=f(x)

對數(shù)特性提高小信號的量噪比§10.4.3非均勻量化——量化間隔不相等的量化方法壓129-壓縮輸出-擴張輸入在接收端，需要采用一個與壓縮特性相反的擴張器來恢復信號。入出壓縮特性擴張?zhí)匦詨嚎s-擴張?zhí)匦裕?2-壓縮輸出-擴張輸入在接收端，需要采用一個與壓縮特性相反均勻量化……壓縮特性均勻……通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件

ITU的兩種建議：ITU的兩種建議：非均勻量化x－歸一化輸入電壓y

－歸一化輸出電壓1.A壓縮律y11非均勻量化x－歸一化輸入電壓1.A壓縮律y11通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件

2.

A律

13折線2.圖10-14對稱輸入13折線壓縮特性圖10-14對稱輸入13折線壓縮特性

A律和

律不易用電子線路準確實現(xiàn)，實用中分別采用

13折線和15折線。3

.

壓縮律及其

15

折線

=0

時無壓縮效果非均勻量化A律和律不易用3.壓縮律及其15折線

15

折

線K1=32大信號的量化性能比A律稍差。小信號的量噪比是A律的2倍。15

折

線K1=32大信號的量化性能比A律稍脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCodeModulation,

PCM

——模擬信號數(shù)字化方式之一

脈沖編碼調(diào)制§10.5PulseCode§10.5.1

PCM的基本原理

(a)發(fā)送端模擬信號輸入PCM信號輸出抽樣保持量化編碼PCM系統(tǒng)原理框圖(b)接收端模擬信號輸出PCM信號輸入譯碼低通濾波§10.5.1PCM的基本原理(a)發(fā)送端模擬信號P模擬信號數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”模擬信號數(shù)字化過程---“抽樣、量化和編碼”具有鏡像特性特點：①簡化編碼過程優(yōu)點：②誤碼對小電壓的影響小表10

│4自然二進碼和折疊二進碼§10.5.2

常用二進制碼——編碼考慮的問題之一具有鏡像特性特點：①簡化編碼過程優(yōu)點：②誤碼對小電壓的影響小通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負編“0”段落碼：表示樣值的幅度所處的段落段內(nèi)碼：16種可能狀態(tài)對應(yīng)代表各段內(nèi)的16個量化級

在A律13折線PCM編碼中，共計：——

需將每個樣值脈沖（Is

）編成8位

二進制碼：碼位的選擇與安排——之二，關(guān)乎通信質(zhì)量和設(shè)備復雜度極性碼：表示樣值的極性。正編“1”，負編“0”在A律13表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼表10-5段落碼表10-6段內(nèi)碼---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段落和量化級起始電平和量化間隔(幅值)---歸一化輸入電壓的最小量化單位——之三，確定樣值所在的段147C5的權(quán)值——8ΔViC6的權(quán)值——4ΔViC7的權(quán)值——2ΔViC8的權(quán)值——1ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi

——第

i

段的量化間隔。不同段落，

ΔVi不同。前兩段相同50C5的權(quán)值——8ΔVi段內(nèi)碼的權(quán)值：ΔVi11110011…每來一個樣值脈沖就送出一個PCM碼組§10.5.3

電話信號的編譯碼器——編碼的實現(xiàn)任務(wù)

——

把每個樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進碼。11110011…每來就送出一個PCM§10.5.3電話極性判決：確定樣值信號的極性，編出極性碼：整流器：雙單（樣值的幅度大?。１３蛛娐罚菏姑總€樣值的幅度在7

次比較編碼過程中保持不變。比較器（核心）：將樣值電流Is與標準電流Iw進行逐次比較，

使Iw向Is逐步逼近，從而實現(xiàn)對信號抽樣值的非均勻量化和編碼。

若Is＞Iw，輸出“1”碼

若Is＜Iw，輸出“0”碼記憶電路：寄存前面編出的碼，以便確定下一次的標準電流值Iw。7/11變換：將7位非線性碼轉(zhuǎn)換成

11位線性碼，以便恒流源產(chǎn)生所需的標準電流Iw。各部件的功能：PAM信號類似天平稱物過程極性判決：確定樣值信號的極性，編出極性碼：各部件的功能：P150——只需7位（非線性）編碼

以

?對13折線正極性的8個段落進行均勻量化，則量化級數(shù)：非線性碼非均勻量化：——需要11位（線性）編碼

非線性碼與線性碼（7/11）：

稱為線性PCM編碼對應(yīng)稱為非線性/對數(shù)PCM編碼線性碼均勻量化：對應(yīng)53——只需7位（非線性）編碼以?對13折線正極（1）極性碼：C1=

1（正）（2）段落碼：C2

C3

C4（3）段內(nèi)碼：C5

C6C7

C8

PCM碼組

C1~

C8

＝11110011=111（第⑧段）=

0011解例IW4IW5IW6IW7起始1024

?V8=641270（1）極性碼：C1=1（正）PCM碼組C1~C8IS=+1270Is>IWi→1Is

≤IWi→0IW1IW2IW3IS=+1270Is>IWi→1IW153它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是：增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12

位碼變換電路。

譯碼——

把PCM信號

相應(yīng)的PAM樣值信號，即D/A變換。A律13折線譯碼器原理框圖56它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是各部分功能：7/12變換電路:

將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。目的：增加一個?Vi

/2恒流電流，人為地補上半個量化級，使最大量化誤差不超過?Vi

/2,從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路：將串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據(jù)收到的極性碼

C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中

7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來,待全部接收后再一起讀出,送入解碼網(wǎng)絡(luò)。實質(zhì)上是進行串/并變換。12位線性解碼電路：由恒流源和電阻網(wǎng)絡(luò)組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡(luò)類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應(yīng)的PAM信號。各部分功能：7/12變換電路:將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線155解例1270由上例可知，編碼電平

：IC=1216△因此，譯碼電平：ID=

IC+?Vi/2=1216+64/2=1248△

編碼后誤差:

(Is-IC)=54

△譯碼后誤差

:|

Is-ID

|=22

△

58解例1270由上例可知，編碼電平：IC=1216△因此

PCM信號的比特率和帶寬傳輸帶寬:

若采用非歸零矩形脈沖傳輸時，譜零點帶寬為例如:一路模擬話路帶寬為B=4kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題：PCM信號占用的頻帶比標準話路帶寬要寬很多倍。B=8000×8=64kHz如何解決？詳見10.6節(jié)

PCM信號的比特率和帶寬傳輸帶寬:若采用非歸零矩157§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM系統(tǒng)輸

出：兩種噪聲：∵產(chǎn)生機理不同∴相互獨立∥++——信號成分(So)——加性噪聲(Sa)——量化噪聲(Sq)性能指標：抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比60§10.5.4PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM兩種噪聲含義：當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時,PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬B按指數(shù)規(guī)律增長?？沽炕肼曅阅芸辜有栽肼曅阅躊CM系統(tǒng)最小帶寬——帶寬與信噪比互換含義：當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率fH給定時,PCM系統(tǒng)的輸出信假設(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布?？傒敵鲂旁氡燃僭O(shè)條件：自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布?？傒敵鲂旁?/p>

差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialPCM,

DPCM

——

PCM的改進型，是一種預測編碼方法差分脈沖編碼調(diào)制§10.6DifferentialP

預測編碼簡介

問題引出PCM需用64kb/s

的比特率傳輸1路數(shù)字電話信號，這意味，其占用頻帶比

1路模擬標準話路帶寬(4kHz)要寬很多倍。

解決思路究其根源：PCM是對每個樣值獨立地編碼，與其他樣值無關(guān)?！虼耍档途幋a信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是語音編碼技術(shù)追求的目標。

——∵信號抽樣值的取值范圍較大——

從而導致數(shù)字化信號的比特率高，占用帶寬大。∴

需要較多的編碼位數(shù)預測編碼簡介問題引出PCM需用64kb/s的比特

方法之一——預測編碼

線性預測——利用前面幾個抽樣值的線性組合來預測當前時刻的樣值?！魞H用前面

一個抽樣值預測當前的樣值，即為DPCM。

對相鄰樣值的差值進行編碼方法之一——預測編碼線性預測——利用前面幾個抽樣值的

線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk

是前面p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權(quán)和。p-

預測階數(shù)

ai-

預測系數(shù)當

時

?

DPCM

p

=1a1=1線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk是前面p個帶§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當

p

=1，a1=1，則有mk

=mk-1*，表示只將前一個抽樣值——DPCM：對相鄰樣值的差值進行編碼。當做預測值。預測器預測器

DPCM原理§10.6.1差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當p

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：

DPCM系統(tǒng)的信號量噪比：為信號平均功率；為預測誤差（量化器輸入）的平均功率；是把預測誤差作為輸入信號時量化器的信號量噪比；差分處理增益

約為6~11dB

DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為：DPC

ADPCM是為了改善

DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入到量化和預測過程。其主要特點：①用自適應(yīng)量化取代固定量化。自適應(yīng)量化指量化臺階隨信號的變化而變化

，使量化誤差減小。

②用自適應(yīng)預測取代固定預測。自適應(yīng)預測指預測系數(shù)可隨信號的統(tǒng)計特性而自適應(yīng)調(diào)整

，提高預測信號的精度。通過這二點改進，可大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。

自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM，Adaptive

DPCM)

ADPCM

能以32kb/s的比特率達到64kb/s的PCM

數(shù)字電話質(zhì)量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經(jīng)濟性和有效性顯著提高。ADPCM是為了改善DPCM的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入通信原理第10章信源編碼(7版)資料課件增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.7——一種最簡單的DPCM增量調(diào)制(ΔM&DM)§10.7§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)

原理引言即對預測誤差進行1位編碼量化電平數(shù)取2

§10.7.1增量調(diào)制(ΔM)原理引言即對預測誤差進行

增量調(diào)制原理框圖增量調(diào)制原理框圖171

增量調(diào)制波形圖74增量調(diào)制波形圖

如何選擇

和fs

（2）過載量化噪聲（1）一般量化噪聲§10.7.2增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲很大≤譯碼器的最大跟蹤斜率：不過載條件：如何選擇和fs（2）過載量化噪聲（1）一般fs

選大：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對于語音信號而言，