2.1模擬調(diào)制技術(shù)模擬調(diào)制方式有兩類：幅度調(diào)制和角度調(diào)制。

1.幅度調(diào)制1）調(diào)幅（AM）2）雙邊帶調(diào)幅（DSB）3）單邊帶調(diào)幅（SSB）4）殘留邊帶調(diào)幅（VSB）5）正交調(diào)幅（QAM）2.角度調(diào)制1）調(diào)頻（FM）2）調(diào)相（PM）3.典型應用1）SSB由于帶寬最窄，頻譜利用率最高，頻率資源驚惶的短波移動通信系統(tǒng)常用它。2）FM由于抗干擾實力強，廣泛用于VHF、UHF模擬移動通信系統(tǒng)。如模擬無繩電話（45/48MHz頻段，B=25KHz）無線尋呼（150MHz頻段，B=25KHz）車載通信（150、400、450MHz頻段，B=25KHz）集群通信（800MHz頻段，B=25KHz）模擬蜂窩移動通信系統(tǒng)（1G,900MHz頻段，B=25KHz)2.2數(shù)字調(diào)制技術(shù)1.二進制數(shù)字調(diào)制基本方式三種：1）幅度鍵控（ASK）2）頻移鍵控（FSK）

改進：最小頻移鍵控（MSK）

進一步改進：經(jīng)過高斯低通濾波器的最小頻移鍵控（GMSK）3）相移鍵控（PSK）

改進：相對（或稱差分）相移鍵控（DPSK）

2.多進制數(shù)字調(diào)制1）多電平（多幅）調(diào)制2）多相調(diào)制（QPSK、OQPSK、π/4—QPSK、MPSK）3）多相多電平調(diào)制（MQAM)4）多載波調(diào)制（OFDM和COFDM）

3.典型應用1）GMSK用于GSM數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)2）QPSK用于IS-95CDMA數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)3）π/4—DQPSK用于PHS無線市話數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)（小靈通）4）QPSK/BPSK用于W—CDMA和cdma2000第三代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)5）DQPSK/16QAM用于TD—SCDMA第三代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)6）OFDM技術(shù)用于TD—LTE第四代數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)4.移動通信對數(shù)字調(diào)制要求(1）抗干擾實力強接受恒包絡調(diào)角可抗嚴峻的多徑衰落(2）頻譜利用率高接受FDMA、TDMA，占用頻帶窄，帶外輻射小接受CDMA，占用頻帶寬，但單位頻譜容納的用戶數(shù)多(3）誤碼率低5數(shù)字調(diào)制性能參數(shù)（1）功率效率（PowerEfficiency）ηp每比特的信號能量與噪聲功率譜密度之比：

（2）帶寬效率（SpectralEfficiency）ηB給定帶寬條件下每赫茲的數(shù)據(jù)通過率：由香農(nóng)(Shannon)定理式中，C為信道容量，B為RF帶寬，S/N為信噪比，lb=loga,a=2。因此，最大可能的ηBMAX為對于GSM，B=200kHz,SNR=10dB,有1）二進制相移鍵控(BPSK)（1）表示式0≤t≤Tb″1″0≤t≤Tb″0″或式中，Tb為碼元寬度，a(t)為調(diào)制信號。BPSK可用平衡調(diào)制器產(chǎn)生。

2)差分相移鍵控（DPSK）DPSK接收機無需相干參考信號，廣泛應用于無線通信系統(tǒng)。DPSK調(diào)制器框圖如下。圖中，3）正交相移鍵控QPSK(4PSK)

由于在一個調(diào)制符號中發(fā)送2bit,QPSK較BPSK頻帶利用率提高了一倍。載波相位取四個空間相位0、π/2,π和3π/2中的一個，每個空間相位代表一對惟一的比特。QPSK信號可寫成：0≤t≤Tsi=1,2,3,4Ts是符號間隙,等于兩個比特周期,上式可進一步寫成:假設

0≤t≤Ts

0≤t≤Ts

則有

i=1,2,3,4QPSK信號矢量圖(a)π/4系統(tǒng)；(b)π/2系統(tǒng)

QPSK信號的功率譜密度

QPSK的相位關系圖

4）交織正交四相相移鍵控(OQPSK)限帶后的QPSK已不能保持恒包絡。相鄰符號之間發(fā)生180°相移時，經(jīng)限帶后會出現(xiàn)包絡過零的現(xiàn)象。反映在頻譜方面，出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬的現(xiàn)象。為防止出現(xiàn)這種狀況，QPSK運用效率低的線性放大器進行信號放大是必要的。QPSK的一種改進型是交織QPSK（OffsetQPSK）。OQPSK對出現(xiàn)邊瓣和頻寬加寬等有害現(xiàn)象不敏感，可以得到效率高的放大。OQPSK信號調(diào)制器框圖

OQPSK的I、Q信道波形及相位路徑

OQPSK相位關系圖

5）π/4-QPSKπ/4-QPSK調(diào)制是對OQPSK和QPSK在實際最大相位變更進行折衷。它可以用相干或非相干方法進行解調(diào)。在π/4-QPSK中，最大相位變更限制在±135°。因此，帶寬受限的QPSK信號在恒包絡性能方面較好，但是在包絡變更方面比OQPSK要敏感。特殊吸引人的一個特點是，π/4-QPSK可以接受非相干檢測解調(diào)，這將大大簡化接收機的設計。在接受差分編碼后，π/4-QPSK可成為π/4-DQPSK。設已調(diào)信號為π/4-QPSK信號具有頻譜特性好，功率效率高，抗干擾實力強等特點?？梢栽?5kHz帶寬內(nèi)傳輸32kb/s的數(shù)字信息，從而有效地提高了頻譜利用率，增大了系統(tǒng)容量。因而在低功率系統(tǒng)(如PHS，“小靈通”系統(tǒng))中得到應用。對于大功率系統(tǒng)，易進入非線性，從而破壞線性調(diào)制的特征。恒包絡調(diào)制技術(shù)

恒包絡調(diào)制（ConstantEnvelopeModulation），不管調(diào)制信號的變更,保證載波振幅恒定。優(yōu)點·功放工作在丙類,不會引起放射信號占用頻譜增大。·帶外輻射低(-60~-70dB)·接收電路簡潔，運用簡潔限幅器-鑒頻器檢測，便可抗隨機FM噪聲和瑞利(Rayleigh)衰落造成的影響1）最小頻移鍵控（MSK）雖然OQPSK和π/4-QPSK信號消退了QPSK信號中180°的相位突變，但并沒有從根本上解決包絡起伏的問題。一種能夠產(chǎn)生恒定包絡連續(xù)相位信號的調(diào)制稱為最小頻移鍵控，簡稱MSK,有時亦稱為FastFSK（FFSK）。MSK是2FSK的一種特殊狀況。它具有正交信號的最小頻差，在相鄰符號的交界處保持連續(xù)。這類連續(xù)相位FSK（CPFSK）可表示為（4-50）式中：φ（t）是隨時間變更而發(fā)生連續(xù)變更的相位，fc為載波頻率，A為已調(diào)信號幅度。由2FSK信號的如下正交條件：可知，最小頻差為式中：f1和f2分別為2FSK信號的兩個頻率，Ts為信號碼元間隔，Tb為二進制信息的間隔。此時有:式中，φk為初始相位。由此MSK信號可寫為式中，ak=±1，分別表示二進制信息。當碼元為±1時，則信號為：ak=1ak=-1式中：傳號角頻率空號角頻率定義兩個信號sm(t)與ss(t)的波形相關系數(shù)為此式說明，每個碼元寬度是1/4個載波周期的整數(shù)倍。此條件滿足后，相關系數(shù)ρ可寫為時，則ρ=0。此時，sm(t)和ss(t)兩信號正交。當n=1時，(ωm-ωs)Tb=π為最小頻差。設調(diào)制系數(shù)為為便于限制，希望兩信號正交，正交條件是相關系數(shù)為零。令

n=1,2,3,…則MSK信號波形MSK信號的相位MSK信號的相位連續(xù)性，有利于壓縮已調(diào)信號所占頻譜寬度和減小帶外輻射，因此須要探討在每個碼元轉(zhuǎn)換的瞬間保證信號相位的連續(xù)性問題。由式（4-54）可知，附加相位函數(shù)φ(t)與時間t的關系是直線方程，其斜率為akπ/2Tb，截距為φk。因為ak的取值為±1，φk是0或π的整數(shù)倍。所以,附加相位函數(shù)φ(t)在碼元期間的增量為式中，正負號取決于數(shù)據(jù)序列ak。;依據(jù)ak={+1,-1,-1,+1,+1,+1}，可作出附加相位路徑圖如圖4-22所示。MSK信號的正交性MSK的信號表達式為式中：ak=±1;φk=0或π綻開上式，得

MSK信號的產(chǎn)生MSK信號可用正交調(diào)幅合成方式來實現(xiàn)。調(diào)制器框圖如圖所示。其中ck=ak⊕ck-1。對于MSK信號的產(chǎn)生,其電路形式不是惟一的,但均必需具有MSK信號的基本特點。即①恒包絡,頻偏為±1/4Tb,調(diào)制指數(shù)h=1/2②附加相位在一個碼元時間的線性變更±π/2,相鄰碼元轉(zhuǎn)換時刻的相位連續(xù)③一個碼元時間是1/4個載波周期的整數(shù)倍MSK信號的性能恒包絡，連續(xù)相位，功率譜密度特性優(yōu)于一般數(shù)字調(diào)制器。MSK功率譜密度曲線的主瓣較寬，第一零點在0.75/Tb處，第一旁瓣峰值比主瓣低約23dB，旁瓣下降比較快。QPSK信號主瓣較窄，第一零點在0.5/Tb處,旁瓣下降比MSK要慢。但移動通信系統(tǒng)通常要在25kHz信道間隔中傳輸16kb/s的數(shù)字信號，鄰道輻射功率要低于-80～-70dB，明顯MSK不能滿足。GMSK能很好滿足。2）高斯濾波最小移頻鍵控（GMSK）將原始信號通過高斯低通濾波器后，再進行MSK調(diào)制即可。實現(xiàn)GMSK關鍵是設計性能良好的高斯低通濾波器:(1）有良好的窄帶和尖銳的截止特性,以濾除基帶信號中的高頻成分。(2）脈沖響應過沖盡可能小,以防止已調(diào)波瞬時頻偏過大(3）輸出脈沖響應曲線的面積對應的相位為π/2,使調(diào)制系數(shù)為1/2。滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,α是與濾波器3dB帶寬Bb有關的一個系數(shù)，選擇不同的α，濾波器的特性隨之而變更。通常將高斯低通濾波器的傳輸函數(shù)值為時的濾波器帶寬，定義為濾波器的3dB帶寬，即：由上式可見，變更α時，帶寬Bb也隨之變更。反之，已知濾波器的3dB帶寬，得出參數(shù)α，進行濾波器設計。(4-104)(4-105)3）M進制相移鍵控（MPSK）載波頻率承載有M個可能值,θ

i=2(i-1)π/M,此處M為自然數(shù)。調(diào)制波形表達如下:0≤t≤Tsi=1,2,:,M

式中：Es=(lbM)Eb為符號位的能值,Ts=(lbM)Tb為時隙周期。通過選擇基帶信號MPSK信號可表達如下:i=1,2,…,M

MPSK星座分布圖（M=8）4）M進制正交振幅調(diào)制（QAM）MPSK調(diào)制中，傳輸信號的振幅是恒定的，因此形成了一個圓周狀的星座圖。假如允許幅度可隨相位變更而變更，就可產(chǎn)生一種新的調(diào)制方式——M維正交振幅調(diào)制（QAM）。下圖是16維QAM的星座圖。圖中信號為格狀分布。4）M進制頻移鍵控（MFSK）

在MFSK調(diào)制中，傳輸信號s

i(t)定義如下0≤t≤Tsi=1,2,:,M

式中，對于某些固定的整數(shù)nc而言，fc=nc/2Ts。

M種傳輸信號都具有同樣的信號能量和持續(xù)時間，信號頻率被1/2TsHz所分割，這使得信號之間相互正交。2.3正交頻分復用（OFDM）技術(shù)把整個可用信道頻帶B劃分為N個帶寬為Δf的子信道。把N個串行碼元變換為N個并行的碼元，分別調(diào)制這N個子信道載波進行同步傳輸，這就是頻分復用。通常Δf很窄，若子信道的碼元速率1／Ts≤Δf，各子信道可以看做是平坦性衰落的信道，從而避開嚴峻的碼間干擾。另外,若頻譜允許重疊，還可以節(jié)約帶寬而獲得更高的頻帶效率。FDM（a）、OFDM(b)帶寬的比較

設串行的碼元周期為ts，速率為rs=1／ts。經(jīng)過串/并變換后N個串行碼元被轉(zhuǎn)換為長度為Ts=Nts、速率為Rs=1／Ts=1／Nts=rs／N的并行碼。N個碼元分別調(diào)制N個子載波：fn=f0+nΔf

(n=0，1，2，…，N-1)式中：Δf為子載波的間隔，設計為各支路的調(diào)制可接受PSK、QAM。為了提高頻譜利用率，通常接受多進制調(diào)制。系統(tǒng)放射頻譜的形態(tài)是經(jīng)過細致設計的，使得每個子信道的頻譜在其他子載波頻率上為零，這樣子信道間不會發(fā)生干擾。由于頻譜的重疊使得帶寬效率得到很大提高，OFDM信號的帶寬一般可表示為

式中：δ為子載波信道帶寬的一半。設每個支路接受M進制調(diào)制，N個并行支路傳輸?shù)谋忍厮俾时銥镽b=NRslbM，因此帶寬效率為為了提高頻帶利用率可以增加子載波的數(shù)目N。一個OFDM符號包含多個經(jīng)過相移鍵控(PSK)或者正交幅度調(diào)制(QAM)的子載波。其中，Ns表示子載波的個數(shù)，Ts表示OFDM符號的持續(xù)時間(周期)，di(i=0，1，2，…，Ns-1)是支配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號，fi是第i個子載波的載波頻率，retc(t)=1，|t|≤T／2，則從t=ts起先的OFDM符號可以表示為(4-152)

OFDM系統(tǒng)中子信道符號的頻譜

OFDM技術(shù)早在20世紀中期就已出現(xiàn)，但信號的產(chǎn)生及解調(diào)須要很多的調(diào)制解調(diào)器，硬件結(jié)構(gòu)的困難性使得在當時的技術(shù)條件下難以在民用通信中普及，20世紀70年頭出現(xiàn)用離散傅氏變換(DFT)方法可以簡化系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，但也是在大規(guī)模集成電路和信號處理技術(shù)充分發(fā)展后才得到廣泛的應用。OFDM的特點(1)高速率數(shù)據(jù)流通過串/并轉(zhuǎn)換，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而有效削減了無線信道的時間彌散帶來的符號間干擾(InterSymbolInterference，ISI)，減小了接收機內(nèi)均衡的困難度。(2)傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法，將頻帶分為若干個不相交的子頻帶傳輸并行數(shù)據(jù)流，子信道間要保留足夠的疼惜頻帶。而OFDM系統(tǒng)由于各子載波間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可最大限度利用頻譜資源。當子載波個數(shù)很大時，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Baud／Hz。(3)各子信道中的正交調(diào)制解調(diào)可通過反離散傅里葉變換(IDFT)和離散傅里葉變換(DFT)實現(xiàn)。對子載波數(shù)較大的系統(tǒng)，可接受快速傅里葉變換(FFT)實現(xiàn)。而隨著大規(guī)模集成電路和DSP技術(shù)的發(fā)展，IFFT與FFT特殊簡潔實現(xiàn)。(4)無線數(shù)據(jù)業(yè)務一般存在非對稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量大于上行鏈路中的，這就要求物理層支持非對稱高速率數(shù)據(jù)傳輸。OFDM系統(tǒng)可以通過運用不同數(shù)量的子信道實現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。(5)OFDM簡潔與其他接入方式結(jié)合運用，構(gòu)成各種系統(tǒng)，其中包括MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個用戶可同時利用OFDM技術(shù)進行信息傳輸。

但是由于OFDM系統(tǒng)內(nèi)存在多個正交的子載波，而且其輸出信號是多個子信道的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在以下缺點：(1)由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴格的要求。由于無線信道的時變性，在傳輸過程中出現(xiàn)無線信號的頻譜偏移，或放射機與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，導致子信道的信號相互干擾(ISI)。這種對頻率偏差的敏感是OFDM系統(tǒng)的主要缺點之一。(2)由于多載波系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此假如多個信號的相位一樣，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠遠高于信號的平均功率，導致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比(PeaktoAveragePowerRatio，PAPR)，可能帶來信號畸變，使信號的頻譜發(fā)生變更，從而導致各個子信道間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生干擾，使系統(tǒng)的性能惡化，這就對放射機內(nèi)功率放大器提出了很高的要求。OFDM系統(tǒng)關鍵技術(shù)1)時域和頻域同步OFDM系統(tǒng)對定時和頻率偏移敏感，特殊是實際應用中可能與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結(jié)合運用時，時域和頻域同步顯得尤為重要。與其他數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個階段。在下行鏈路中，基站向各個移動終端廣播式發(fā)送同步信號，所以，下行鏈路同步相對簡潔，較易實現(xiàn)。在上行鏈路中，來自不同移動終端的信號必需同步到達基站，才能保證子載波間的正交性。基站依據(jù)各移動終端發(fā)來的子載波攜帶的信息進