通信原理教學(xué)課件第一頁，共六十三頁，2022年，8月28日1復(fù)習(xí)--電話信號的編碼器將雙極性信號變成單極性信號正時為“1”，負(fù)時為“0”第二頁，共六十三頁，2022年，8月28日2復(fù)習(xí)--電話信號的譯碼器c2~c8記憶電路7/12變換恒流源極性控制c1譯碼輸出第三頁，共六十三頁，2022年，8月28日3段落非線性碼線性碼C2C3C4C5C6C7C8b11b10b9b8b7b6b5b4b3b2b1b01000C5C6C7C80000000C5C6C7C812001C5C6C7C80000001C5C6C7C813010C5C6C7C8000001C5C6C7C8104011C5C6C7C800001C5C6C7C81005100C5C6C7C80001C5C6C7C810006101C5C6C7C8001C5C6C7C8100007110C5C6C7C801C5C6C7C81000008111C5C6C7C81C5C6C7C81000000102451225612864321684211/2b0b11代表的權(quán)值復(fù)習(xí)--7/12變換關(guān)系表第四頁，共六十三頁，2022年，8月28日49.5脈沖編碼調(diào)制

PCM系統(tǒng)中噪聲的影響 加性噪聲的影響

A.錯碼分析：同一碼組中出現(xiàn)兩個以上錯碼的概率非常小。例:當(dāng)Pe=10-4時，在一個8位碼組中出現(xiàn)1位錯碼和2位錯碼的概率分別為量化噪聲加性噪聲PCM系統(tǒng)中的噪聲第五頁，共六十三頁，2022年，8月28日59.5脈沖編碼調(diào)制B.1位錯碼的影響：設(shè)量化間隔為v，則第i位碼元代表的信號權(quán)值為2i-1v。若該位碼元發(fā)生錯誤，則產(chǎn)生的權(quán)值誤差將為+2i-1v

或-2i-1v。一個錯誤碼元引起的該碼組誤差功率的（統(tǒng)計）平均值為按時間平均，得到誤差功率的時間平均值為第六頁，共六十三頁，2022年，8月28日69.5脈沖編碼調(diào)制等效誤差電壓為：加性噪聲功率：假設(shè)發(fā)送端送出的是抽樣沖激脈沖，則接收端也是對抽樣沖激脈沖譯碼。所以誤差電壓（沖激脈沖）的頻譜等于誤差的功率譜密度為：第七頁，共六十三頁，2022年，8月28日79.5脈沖編碼調(diào)制經(jīng)過接收端截止頻率為fH的輸出低通濾波器后，輸出加性噪聲功率等于

第八頁，共六十三頁，2022年，8月28日89.5脈沖編碼調(diào)制

量化噪聲的影響

A.量化誤差電壓：

B.量化誤差的頻譜：

C.量化誤差的功率譜密度：

D.經(jīng)過低通濾波器后，輸出的量化噪聲功率：第九頁，共六十三頁，2022年，8月28日99.5脈沖編碼調(diào)制

E.輸出信號功率

a.

在低通濾波前信號（沖激脈沖）的平均功率

b.

濾波器輸出信號功率等于

c.PCM系統(tǒng)的總輸出信噪功率比：第十頁，共六十三頁，2022年，8月28日109.5脈沖編碼調(diào)制

F.分析a.在大信噪比條件下（22(L+1)Pe<<1）：

S/N

22Lb.在小信噪比條件下（22(L+1)Pe>>1）：

S/N

1/(4Pe) c.輸出信號量噪比等于：d.PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比僅和編碼位數(shù)L有關(guān)，且隨L按指數(shù)規(guī)律增大。第十一頁，共六十三頁，2022年，8月28日11問題的提出：

1、8k抽樣頻率，那么，1路標(biāo)準(zhǔn)A律對數(shù)壓擴(kuò)PCM信號需要用多大的傳輸速率?

2、如何降低數(shù)字電話信號傳輸所占用的帶寬?第十二頁，共六十三頁，2022年，8月28日12第9章模擬信號的數(shù)字傳輸9.1引言9.2模擬信號的抽樣9.3模擬脈沖調(diào)制9.4抽樣信號的量化9.5脈沖編碼調(diào)制9.6差分脈沖編碼調(diào)制9.7增量調(diào)制9.8時分復(fù)用和復(fù)接主要內(nèi)容第十三頁，共六十三頁，2022年，8月28日139.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）

預(yù)測編碼簡介

預(yù)測編碼的目的：降低編碼的比特率。預(yù)測編碼原理：先根據(jù)前幾個抽樣值計算出一個預(yù)測值，再取當(dāng)前抽樣值和預(yù)測值之差，將此差值編碼并傳輸。此差值稱為預(yù)測誤差。由于抽樣值和其預(yù)測值非常接近，預(yù)測誤差的可能取值范圍比抽樣值的變化范圍小。所以，可以少用編碼比特來對預(yù)測誤差編碼，從而降低其比特率。第十四頁，共六十三頁，2022年，8月28日149.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）此預(yù)測誤差的變化范圍較小，它包含的冗余度也小。利用減小冗余度的辦法，降低了編碼比特率。線性預(yù)測原理： 若利用前面的幾個抽樣值的線性組合來預(yù)測當(dāng)前的抽樣值，則稱為線性預(yù)測。若僅用前面的1個抽樣值預(yù)測當(dāng)前的抽樣值，就是將要討論的DPCM。第十五頁，共六十三頁，2022年，8月28日159.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）線性預(yù)測編碼原理方框圖 (b)譯碼器譯碼預(yù)測mk*rk(a)編碼器預(yù)測量化編碼抽樣mkmk*m(t)mk－ekrk＋第十六頁，共六十三頁，2022年，8月28日169.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）預(yù)測器的輸出和輸入關(guān)系：

p－預(yù)測階數(shù)，

ai

－預(yù)測系數(shù)。

注：編碼器中預(yù)測器輸入端和相加器的連接電路和譯碼器中的完全一樣。譯碼器的輸出信號mk*

和編碼器中相加器輸出信號mk*相同，即等于帶有量化誤差的信號抽樣值mk。第十七頁，共六十三頁，2022年，8月28日179.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）9.6.2差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)的原理及性能DPCM原理e0tmk0T2T3T4T5T6Tm0m1m2m3m4m5m6e1e2e3e4e5e6e0e1e2e3e4e5e6樣值序列延遲Ts+mk*mk-1*ek樣值序列的恢復(fù)差值序列0T2T5T6Tekt3T4T第十八頁，共六十三頁，2022年，8月28日189.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）

DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）

DPCM系統(tǒng)的量化誤差qk定義為編碼器輸入模擬信號抽樣值mk與量化后帶有量化誤差的抽樣值mk*之差：

設(shè)預(yù)測誤差ek的范圍是(+,-)，量化器的量化電平數(shù)為M，量化間隔為v，則有第十九頁，共六十三頁，2022年，8月28日199.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）當(dāng)M=4時，，v和M之間關(guān)系：+-vv0vM1M2M3M4第二十頁，共六十三頁，2022年，8月28日209.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）假設(shè)此量化誤差qk在(-v/2,+v/2)內(nèi)是均勻分布的。若DPCM編碼器輸出的碼元速率為Lfs，其中fs為抽樣頻率；L=log2M是每個抽樣值編碼的碼元數(shù)，則qk的概率密度f(qk)可以表示為第二十一頁，共六十三頁，2022年，8月28日219.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）

qk的平均功率假設(shè)此功率平均分布在從0至Lfs的頻率范圍內(nèi)，即其功率譜密度Pq(f)等于

量化噪聲通過截止頻率為fH的低通濾波器之后，功率等于：第二十二頁，共六十三頁，2022年，8月28日229.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）信號功率： 若抽樣點間隔為T

＝1/fs，則將限制信號的斜率不能超過

/T。假設(shè)輸入信號是一個正弦波：

它的變化速度決定于其斜率：第二十三頁，共六十三頁，2022年，8月28日239.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）最大斜率等于Ak。為了不發(fā)生過載，

最大允許信號振幅Amax等于信號功率為 將=(M–1)v/2代入上式，得到信號量噪比等于第二十四頁，共六十三頁，2022年，8月28日24預(yù)測自適應(yīng)控制[ai(n)]9.6差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM）DPCM系統(tǒng)原理圖Sr(k)量化器預(yù)測器編碼解碼++預(yù)測器+SP(k)S(k)Sr(k)d(k)SP(k)d'(k)+++++I(k)I’(k)d'(k)-DPCM碼流信道預(yù)測自適應(yīng)控制[ai(n)]量化自適應(yīng)控制(n)(n)量化自適應(yīng)控制(n)A前向后向第二十五頁，共六十三頁，2022年，8月28日25自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制(ADPCM)是話音壓縮編碼中復(fù)雜度較低的一種方法，它能在32kb/s數(shù)碼率（4位編碼）的條件下達(dá)到符合64kb/s(PCM)數(shù)碼率（8位編碼）的話音質(zhì)量要求。為此，CCITT（國際電報電話咨詢委員會，已取消。現(xiàn)由國際電信聯(lián)盟ITU代替）經(jīng)過三年多時間(1981~1984)的討論，提出了32kb/sADPCM作為長途傳輸中一種新型的國際通用語音編碼。

ADPCM是在DPCM的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，ADPCM的主要改進(jìn)是量化器和預(yù)測器均采用自適應(yīng)方法。ADPCM由兩種方案：一種是預(yù)測固定，量化自適應(yīng)；另一種是兼有預(yù)測自適應(yīng)和量化自適應(yīng)。在此介紹第二種。第二十六頁，共六十三頁，2022年，8月28日26所謂量化自適應(yīng)的基本思想是讓量階(n)的變化隨輸入信號的均方根值s(n)相匹配，即(n)=Ks(n)式中K為常數(shù)。s(n)是通過對信號的能量估計得到的，根據(jù)估計信號能量的途徑，可分為前向自適應(yīng)量化和后向自適應(yīng)量化兩種。前向自適應(yīng)量化是直接從輸入信號樣值中估計信號的能量，后向自適應(yīng)量化是從編碼后的信碼中估計信號的能量。前向自適應(yīng)量化的優(yōu)點是對輸入信號的能量估計準(zhǔn)確，沒有受到量化器量化誤差的影響，但量階信息(n)需要與主信息一起傳送，否則接收端無法知道此時刻發(fā)端的量階值。后向自適應(yīng)量化的優(yōu)點是不用傳送量階信息(n)，因為量階信息(n)式由量化編碼后的信碼中估算出來的，在接收端可以采用同樣的自適應(yīng)算法獲得，被廣泛應(yīng)用。第二十七頁，共六十三頁，2022年，8月28日27

M[I(n-1)]是碼字電平I(n-1)的函數(shù)，碼字電平愈高，M[I(n-1)]愈大。自適應(yīng)預(yù)測的基本思想就是使均方誤差為最小值，讓預(yù)測系數(shù)ai(n)的改變與信號幅值相匹配，后向型自適應(yīng)預(yù)測系數(shù)ai(n)是從重建后的PAM信號Sr(k)中估計出來的。通常不傳送ai(n)信息，因為它可以在接收端通過預(yù)測測值適應(yīng)系統(tǒng)估算出來。為了處理方便，通常將本時刻的量階用前一時刻的量階(n-1)與前一時刻的碼字電平I(n-1)的函數(shù)形式來估計。(n)=M[I(n-1)](n-1)第二十八頁，共六十三頁，2022年，8月28日28第9章模擬信號的數(shù)字傳輸9.1引言9.2模擬信號的抽樣9.3模擬脈沖調(diào)制9.4抽樣信號的量化9.5脈沖編碼調(diào)制9.6差分脈沖編碼調(diào)制9.7增量調(diào)制9.8時分復(fù)用和復(fù)接主要內(nèi)容第二十九頁，共六十三頁，2022年，8月28日299.7增量調(diào)制(M)

9.7.1增量調(diào)制原理延遲+解碼譯碼器原理框圖二電平量化延遲+抽樣++-編碼器數(shù)碼形成+-ck=1ck=0ekrk量化特性0第三十頁，共六十三頁，2022年，8月28日309.7增量調(diào)制(M)實用方案抽樣判決器++-積分器脈沖發(fā)生器脈沖發(fā)生器積分器低通濾波抽樣定時第三十一頁，共六十三頁，2022年，8月28日319.7增量調(diào)制(M)編碼過程二電平量化延遲+抽樣++-數(shù)碼形成+-ck=1ck=0ekrk0rkmk’+++++++

---ttm0’m1’m2’mkmk-1m1m2---+-ck

000101111110100編碼器第三十二頁，共六十三頁，2022年，8月28日32trk'

++++++++-------tmk*’ck’

000101111110100譯碼原理9.7增量調(diào)制(M)延遲+解碼第三十三頁，共六十三頁，2022年，8月28日339.7增量調(diào)制(M)實用方案中的編碼過程抽樣判決器++-積分器脈沖發(fā)生器抽樣定時ek’mp(t)ttm(t)ck

01111110100

0

0

0

1

TS

第三十四頁，共六十三頁，2022年，8月28日34實用方案中譯碼原理9.7增量調(diào)制(M)脈沖發(fā)生器積分器低通濾波ck’

000101111110100tm'(t)tek'第三十五頁，共六十三頁，2022年，8月28日35e(t)e(t)9.7增量調(diào)制(M)

9.7.2增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲一般量化噪聲原因：階梯本身的電壓突跳產(chǎn)生失真。(a)

一般量化噪聲過載量化噪聲原因：信號變化過快引起失真。衡量：最大跟蹤斜率

解決：選擇合適的和fs(b)過載量化噪聲第三十六頁，共六十三頁，2022年，8月28日369.7增量調(diào)制(M)不過載情況下量化噪聲功率的計算假設(shè)量化誤差e(t)在區(qū)間(-,+)內(nèi)均勻分布，則e(t)的概率分布密度

e(t)的平均功率為功率譜密度通過截止頻率為fm的低通濾波器后的功率第三十七頁，共六十三頁，2022年，8月28日379.7增量調(diào)制(M)信號量噪比信號功率：設(shè)輸入信號為其斜率最大值為Ak，要求不發(fā)生過載，則保證不過載的臨界振幅Amax應(yīng)該等于最大信號功率第三十八頁，共六十三頁，2022年，8月28日389.7增量調(diào)制(M)最大信號量噪比結(jié)論：最大信號量噪比和抽樣頻率fs的三次方成正比，而和信號頻率fk的平方成反比，即抽樣頻率每提高一倍，量化信噪比提高9dB，信號頻率每提高一倍，量化信噪比下降6dB

第三十九頁，共六十三頁，2022年，8月28日39M與PCM的比較：相同：均用二進(jìn)制數(shù)字信號表示模擬信號傳輸不同：PCM以一組二進(jìn)制代表一位抽樣值大??；

M用一位二進(jìn)制碼代表相鄰兩樣值的相對大小。不同編碼位數(shù)N值的PCM與M的性能比較：9.7增量調(diào)制(M)若PCM系統(tǒng)的編碼位數(shù)N<4（碼率較低）時，增量調(diào)制的量化信噪比高于PCM系統(tǒng)。第四十頁，共六十三頁，2022年，8月28日40M的優(yōu)點：

在比特率低時，M的量化信噪比優(yōu)于PCM

；實現(xiàn)電路比PCM簡單，M只編一位碼，接收端不需要碼字同步。M的缺點：當(dāng)輸入信號變化斜率大時，M會出現(xiàn)過載現(xiàn)象。為了避免過載現(xiàn)象，應(yīng)取fs≥

Amaxwmax

。采樣頻率fs增大時，會使信息速率增大，給傳輸帶來不便。

9.7增量調(diào)制(M)第四十一頁，共六十三頁，2022年，8月28日419.7增量調(diào)制(M)脈沖發(fā)生器抽樣判決器++-積分器抽樣定時連碼檢測平滑回路數(shù)字壓擴(kuò)自適應(yīng)增量調(diào)制（CVSD）第四十二頁，共六十三頁，2022年，8月28日42第9章模擬信號的數(shù)字傳輸9.1引言9.2模擬信號的抽樣9.3模擬脈沖調(diào)制9.4抽樣信號的量化9.5脈沖編碼調(diào)制9.6差分脈沖編碼調(diào)制9.7增量調(diào)制9.8時分復(fù)用和復(fù)接主要內(nèi)容第四十三頁，共六十三頁，2022年，8月28日439.8時分復(fù)用和復(fù)接

將多個用戶的信息用某種方式連接在一起，用同一信道傳輸，這就是多路復(fù)用。時間頻率功率FDM頻分復(fù)用時間功率TDM頻率時分復(fù)用時間功率CDM頻率碼分復(fù)用第四十四頁，共六十三頁，2022年，8月28日449.8時分復(fù)用和復(fù)接碼分多路復(fù)用碼調(diào)制PN1碼調(diào)制PN2碼調(diào)制····碼解調(diào)信道碼解調(diào)碼解調(diào)路1路2路n路1路2路nPNnPN1PN2PNnLPFLPFLPF第四十五頁，共六十三頁，2022年，8月28日459.8時分復(fù)用和復(fù)接碼分多路復(fù)用原理fP(f)t信息tPN碼碼調(diào)制PN碼信息OUTfPIN(f)tOUT碼fPPN(f)fPOUT(f)fP'(f)IN碼解調(diào)PN碼LPF信息fPPN(f)fP(f)其它用戶信號及干擾第四十六頁，共六十三頁，2022年，8月28日469.8時分復(fù)用和復(fù)接

9.8.1基本概念時分多路復(fù)用原理mi(t)低通1低通2低通N信道低通1低通2低通N同步旋轉(zhuǎn)開關(guān)m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)第四十七頁，共六十三頁，2022年，8月28日479.8時分復(fù)用和復(fù)接實例：m1(t)m2(t)1幀T/NT+T/N2T+T/N3T+T/N時隙1旋轉(zhuǎn)開關(guān)采集到的信號信號m1(t)的采樣信號m2(t)的采樣第四十八頁，共六十三頁，2022年，8月28日489.8時分復(fù)用和復(fù)接復(fù)接和分接復(fù)接：將低次群合并成高次群的過程。由若干鏈路來的多路時分復(fù)用信號，再次復(fù)用，構(gòu)成高次群。各鏈路信號來自不同地點，其時鐘（頻率和相位）之間存在誤差。所以在低次群合成高次群時，需要將各路輸入信號的時鐘調(diào)整統(tǒng)一。分接：將高次群分解為低次群的過程稱為分接。第四十九頁，共六十三頁，2022年，8月28日499.8時分復(fù)用和復(fù)接標(biāo)準(zhǔn)：關(guān)于復(fù)用和復(fù)接，ITU對于TDM多路電話通信系統(tǒng)，制定了準(zhǔn)同步數(shù)字體系(PDH)和同步數(shù)字體系(SDH)兩套標(biāo)準(zhǔn)建議。第五十頁，共六十三頁，2022年，8月28日509.8時分復(fù)用和復(fù)接9.8.2準(zhǔn)同步數(shù)字體系(PDH)ITU提出的兩個建議：E體系－我國大陸、歐洲及國際間連接采用；T體系－北美、日本和其它少數(shù)國家和地區(qū)采用。第五十一頁，共六十三頁，2022年，8月28日519.8時分復(fù)用和復(fù)接層次比特率（Mb/s）路數(shù)（每路64kb/s）E體系E-12.04830E-28.448120E-334.368480E-4139.2641920E–5565.1487680T體系T–11.54424T-26.31296T-332.064（日本）48044.736（北美）672T–497.728（日本）1440274.176（北美）4032T－5397.200（日本）5760560.160（北美）8064第五十二頁，共六十三頁，2022年，8月28日529.8時分復(fù)用和復(fù)接E體系的結(jié)構(gòu)圖130(30路

64kb/s)一次群

2.048Mb/s復(fù)用設(shè)備14路2.048Mb/s二次群

8.448Mb/s二次復(fù)用4復(fù)用設(shè)備三次群

34.368Mb/s三次復(fù)用復(fù)用設(shè)備144路8.448Mb/s五次復(fù)用復(fù)用設(shè)備五次群

565.148Mb/s4路139.264Mb/s四次群

139.264Mb/s復(fù)用設(shè)備144路34.368Mb/s四次復(fù)用第五十三頁，共六十三頁，2022年，8月28日539.8時分復(fù)用和復(fù)接E體系的速率：基本層(E-1)：30路PCM數(shù)字電話信號，每路PCM信號的比特率為64kb/s。由于需要加入群同步碼元和信令碼元等額外開銷(overhead)，所以實際占用32路PCM信號的比特率。故其輸出總比特率為2.048Mb/s，此輸出稱為一次群信號。E-2層：4個一次群信號進(jìn)行二次復(fù)用，得到二次群信號，其比特率為8.448Mb/s。第五十四頁，共六十三頁，2022年，8月28日549.8時分復(fù)用和復(fù)接E-3層：按照同樣的方法再次復(fù)用，得到比特率為34.368Mb/s的三次群信號；E-4層：比特率為139.264Mb/s；由此可見，相鄰層次群之間路數(shù)成4倍關(guān)系，但是比特率之間不是嚴(yán)格的4倍關(guān)系。第五十五頁，共六十三頁，2022年，8月28日55TS16信令偶幀TS0*1A11111幀同步碼奇幀TS0*0011011話路(CH1~CH15)話路(CH16~CH30)125s16幀1復(fù)幀＝16幀32個時隙F0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F158bit

CH30(1bit=488.3ns)8bit(1bit=488.3ns)保留TS10TS12TS14TS16TS18TS9TS11TS13TS15TS17TS4TS6TS2TS0TS8TS5TS7TS3TS1TS20TS22TS28TS26TS24TS30TS19TS21TS23TS29TS27TS25TS319.8時分復(fù)用和復(fù)接E體系的一次群結(jié)構(gòu)第五十六頁，共六十三頁，2022年，8月28日569.8時分復(fù)用和復(fù)接PCM-24制式每路碼速率：64kbit/s基群碼速率：1544kbit/s幀周期125s(193bit)

第1路第2路第24路······F比特······第1路第2路第24路F比特

T體系的一次群結(jié)構(gòu)第五十七頁，共六十三頁，2022年，8月28日57

PCM-24路數(shù)字復(fù)接結(jié)構(gòu)如圖所示。對于300Hz~3400Hz的話音信號，CCITT規(guī)定抽樣頻率為8000Hz，即每1/8000