精品文檔-下載后可編輯一種高增益低功耗的CMOS低噪聲放大器的設(shè)計應(yīng)用-設(shè)計應(yīng)用由于成本低和集成度高等特點(diǎn)，CMOS技術(shù)正越來越多地應(yīng)用于無線射頻收發(fā)芯片的設(shè)計。低噪聲放大器作為射頻信號傳輸鏈路的級，整個系統(tǒng)的信噪比(SNR)很大程度上取決于低噪聲放大器(LNA)的噪聲系數(shù)(NF)和增益。因此，高性能的LNA成為射頻前端電路設(shè)計的關(guān)鍵模塊。其主要目的是提供較高的線性度以抑制干擾和防止靈敏度下降;提供足夠高的增益使其可以抑制后續(xù)級模塊的噪聲以及良好的輸入輸出阻抗匹配;同時按照無線通信設(shè)備發(fā)展趨勢所要求的，LNA必須盡可能低的功耗。

Inductive2degeneratecascade結(jié)構(gòu)式射頻LNA設(shè)計中使用廣泛的結(jié)構(gòu)之一，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)能夠增加LNA的增益，降低噪聲系數(shù)，同時增加輸入與輸出級之間的隔離度，提高穩(wěn)定性。但是這種結(jié)構(gòu)也有一些缺陷，首先它需要提供一個大感值的柵極電感，大電感不利于集成而且寄生阻抗比較大，相應(yīng)產(chǎn)生熱噪聲也會比較大;而且共柵級的源端受到襯底寄生影響較大，導(dǎo)致信號損失，噪聲系數(shù)惡化。為了實(shí)現(xiàn)低功耗的同時實(shí)現(xiàn)高增益，一種CS2CScascaded電流復(fù)用結(jié)構(gòu)得到了應(yīng)用，第二級共享了級的偏置電流，級的輸出通過一個耦合電容連接到第二級晶體管的柵極上，但文獻(xiàn)[8]中的電路結(jié)構(gòu)反向隔離比較差，導(dǎo)致電路穩(wěn)定性弱。文獻(xiàn)[9]通過引入一個級間諧振電感可以有效地改善這個問題，在低功耗的同時實(shí)現(xiàn)了高增益，改善了穩(wěn)定性。

本文采用LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來取代柵極大電感，降低噪聲，節(jié)省芯片面積。同時采用了電流復(fù)用技術(shù)的兩級共源結(jié)構(gòu)，而且兩級間采用了級聯(lián)的諧振匹配網(wǎng)絡(luò)來提高增益，降低功耗。第二部分從理論上分析了所采用的新型結(jié)構(gòu)以及級間諧振電感的作用，第三部分設(shè)計了低噪聲放大器電路并給出了仿真結(jié)果，一部分是結(jié)論。

1理論分析

1.1新型輸入匹配

圖1為傳統(tǒng)的Inductive2degeneratecascade結(jié)構(gòu)的輸入匹配電路，這種結(jié)構(gòu)在不惡化噪聲性能的情況下很容易實(shí)現(xiàn)匹配，其等效小信號模型見圖2，輸入阻抗見式(1)：

圖1傳統(tǒng)電路的輸入匹配結(jié)構(gòu)

圖2傳統(tǒng)輸入匹配電路的小信號等效模型

從上式可以看出，要降低Lg，有幾種簡單的方法，其一是增加輸入管的寬度W，這樣Cgs就變大，從而Lg下降，但是這樣會增大漏極電流，從而增加LNA的功耗，這顯然是不符合低功耗的要求;另一種方法是在輸入管的柵源端增加一個電容，但同樣降低了輸入端的品質(zhì)因數(shù)，降低了電路性能。還有一種是使用一個并聯(lián)的LC網(wǎng)絡(luò)來代替大電感，圖3是LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)及其等效電路，為了方便推導(dǎo)，我們將電感的模型等效為一個理想電感L1和理想電阻R1的串聯(lián)。這個并聯(lián)的LC網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗為：

其中:

圖3并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)及其等效電路

公式中是并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率，ω為電路工作的頻率。通過式(2)(3)可知，當(dāng)01-1時，這個小的LC并聯(lián)電路可以產(chǎn)生一個大的電感和大的電阻。由于電阻Rg是由電感的寄生電阻等效而來，并不是一個實(shí)際的物理阻抗，因此其產(chǎn)生的熱噪聲比相同阻抗值的實(shí)際物理電阻產(chǎn)生的熱噪聲要小，理論上既可以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，同時降低LNA的噪聲系數(shù)。

1.2級間諧振電路

如圖4所示為一個包括級間耦合電容以及級間諧振電感的兩級共源放大器結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)受到襯底寄生效應(yīng)比較小，在提高增益的同時改善了穩(wěn)定性。C3是級間耦合電容，級間諧振電感Lg2用來與第二級MOS管的輸入電容諧振，這個感值可以采用中的方法來計算。

圖4帶級間匹配的兩級電流復(fù)用放大器

圖5是X節(jié)點(diǎn)到Y(jié)的節(jié)點(diǎn)之間的小信號等效電路圖，其中RLg2是電感的寄生電阻，Cin2是包含了M2管的柵源電容以及Miller電容，Leff是并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)Ld1，Cd1的等效電感，R2是一個大電阻，為M2管提供直流偏置，其影響很小可以忽略不計。從該小信號電路圖可以得到級到第二級的電流增益的表達(dá)式，見式(4)：

考慮到s·Leff對射頻電流來說是一個大的阻抗，于是上式又可以簡化為:

上式表明通過級間耦合與級間諧振，從級到第二級獲得了可觀的電流增益，從而可以提高功率增益(例如在本設(shè)計中，ωT20GHz)。

圖5XY兩點(diǎn)間的等效電路圖

2電路設(shè)計及仿真結(jié)果

采用改進(jìn)的匹配結(jié)構(gòu)以及級間耦合，基于SMIC0118μmRFCMOS工藝設(shè)計了一個頻率為2.4GHz的低噪聲放大器。如圖6所示就是本文的電流復(fù)用兩級共源低噪聲放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。Ld1，Cd1和Ld2，Cd2分別是兩極共源管的負(fù)載阻抗，R1，R2是兩個大電阻分別給兩極共源管提供偏壓，取4kΩ;C1，C3是大電容，起隔直的作用，C5也是一個大電容，在M2的源級作為一個旁路電容提供交流地;Lg1，C2，Ld1，Cd1這兩個并聯(lián)的網(wǎng)絡(luò)取代大電感實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，減小芯片面積。

圖62.4GHzLNA拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

LNA的級對噪聲影響至關(guān)重要，根據(jù)文獻(xiàn)中的功耗受限情況下放大管的柵寬計算公式來計算，式中關(guān)于各個參數(shù)的定義見文獻(xiàn)[3]：

M2管的柵寬一般為M1的一半或者相同尺寸，這需要在抑制M2的噪聲貢獻(xiàn)以及增益線性度等方面來折衷，M3與M1組成一個電流鏡為M1管提供偏壓，一般取W1=10W3。為了限制整個電路的功耗，M3的偏置電流為180μA，主體電路消耗1.8mA，整個電路共消耗2mA，供電電壓為1.8V。

輸入匹配按照式(7)、式(8)，其中Lg是并聯(lián)的LC網(wǎng)絡(luò)等效感值，級間諧振電感按照文獻(xiàn)[9]中的方法計算，值得注意的是，因?yàn)槊芾招?yīng)的影響，輸入匹配會受到級間匹配元件的影響，因此需要反復(fù)調(diào)整各元器件的值以達(dá)到良好的匹配。

基于SMIC0.18μmRFCMOS工藝設(shè)計的頻率為2.4GHz的低噪聲放大器的各個性能參數(shù)由ADS(advanceddesignsystem)仿真給出，關(guān)鍵的電路元件參數(shù)見表1。圖7表明在達(dá)到高的功率增益的同時(23dB@2.4G)實(shí)現(xiàn)了低的噪聲系數(shù)(1.7dB@2.4G)，圖8表明實(shí)現(xiàn)了很好的輸入輸出匹配(S11，S22-30dB)，同時隔離度大于40dB。圖9為該低噪放的版圖，面積為0.88mm×1.3mm。

表1電路中管子參數(shù)以及各個電感的值

圖7低噪放的噪聲系數(shù)與功率增益。

圖8低噪放的輸入輸出反射系數(shù)

圖9低噪放的版圖

3結(jié)論

本文提出了一種新型的全集成的電流復(fù)用兩級共源低噪聲放大器，采用了新型輸入匹配以及感性級間匹配結(jié)構(gòu)。為了降低芯片面積，兩個LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)代替了傳統(tǒng)的大電