通信原理第五章第1頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

§7.1引言

數(shù)字通信系統(tǒng)因具有許多優(yōu)點而成為當(dāng)今通信的發(fā)展方向。在數(shù)字通信系統(tǒng)中，信道傳輸?shù)氖菙?shù)字信號。但是在自然界中，很多信源輸出的是模擬量，如話音、圖像等。因此在利用數(shù)字通信系統(tǒng)進行模擬信號傳輸時，需要三個步驟：1)首先需先對信號（模擬的）數(shù)字化，即A/D；2)進行數(shù)字方式傳輸；3)把數(shù)字信號還原為模擬信號，即數(shù)模轉(zhuǎn)換（D/A）。模擬信號的數(shù)字化屬于信源編碼的范疇。而收端的D/A變換稱為信源譯碼第2頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日數(shù)字通信中的編碼概念編碼和譯碼是數(shù)字通信發(fā)送與接收設(shè)備的重要組成部分。第3頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日數(shù)字通信中的編碼概念（續(xù)）數(shù)字通信系統(tǒng)中包含編碼和譯碼，編碼的逆過程是譯碼。數(shù)字通信中的編碼涉及兩部分，含義完全不同：信源編碼信道編碼第4頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日信源編碼作用之一是設(shè)法減少碼元數(shù)目和降低碼元速率，即通常所說的數(shù)據(jù)壓縮。碼元速率將直接影響傳輸所占的帶寬，而傳輸帶寬又直接反映了通信的有效性。我們所熟悉的典型的壓縮：音頻壓縮MP3

圖像壓縮JPEG、MPEG等

作用之二是當(dāng)信息源給出的是模擬信號時，信源編碼器將其轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，以實現(xiàn)模擬信號的數(shù)字化傳輸。模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)姆绞接忻}沖編碼調(diào)制(PCM)和增量調(diào)制(ΔM)、ADPCM等。第5頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日信道編碼信道編碼是為了降低誤碼率，提高數(shù)字通信的可靠性而采取的編碼。信道編碼技術(shù)的基本思想是通過對信息序列作某種變換，使原來彼此獨立，相關(guān)性極小的信息碼元產(chǎn)生某種相關(guān)性，從而在接收端利用這種規(guī)律檢查或糾正信息碼元在信道傳輸中所造成的差錯。具體做法是信道編碼器對傳輸?shù)男畔⒋a元按一定的規(guī)則加入保護成分（監(jiān)督元），組成所謂“抗干擾編碼”。接收端的信道譯碼器按一定規(guī)則進行解碼，從解碼過程中發(fā)現(xiàn)錯誤或糾正錯誤，從而提高通信系統(tǒng)抗干擾能力，實現(xiàn)可靠通信。與信源編碼相反，信道編碼提高了可靠性。第6頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日本章涉及內(nèi)容由于電話業(yè)務(wù)在通信中占有最大的業(yè)務(wù)量，所以本章以語音編碼為例，介紹模擬信號數(shù)字化的有關(guān)理論和技術(shù)。信源編碼研究模擬語音信號的數(shù)字化問題（重點討論模擬語音信號數(shù)字化的基本方法，即脈沖編碼調(diào)制（PCM），對增量調(diào)制（ΔM）、自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM）、線性預(yù)測（LP）等簡單介紹。第7頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日采用PCM的模擬信號數(shù)字傳輸系統(tǒng)m(t)模擬隨機信號mo(t)模擬隨機信號{ak}數(shù)字隨機序列{a’k}數(shù)字隨機序列模擬信息源受信者數(shù)字傳輸系統(tǒng)抽樣、量化和編碼譯碼和低通濾波第8頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日PCM過程一般分三步：抽樣量化編碼m(t){ak}“抽樣”指抽取樣值，或抽取樣點，抽樣的多少對通信的性能指標有決定影響。抽樣類似物理實驗中描繪實驗曲線的取點測量。抽樣的多少即快慢由抽樣定理規(guī)定。第9頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣是把時間上連續(xù)的模擬信號變成一系列時間上離散的抽樣值的過程。能否由此樣值序列重建原信號，是抽樣定理要回答的問題。抽樣定理的大意是，如果對一個頻帶有限的時間連續(xù)的模擬信號抽樣，當(dāng)抽樣速率達到一定數(shù)值時，那么根據(jù)它的抽樣值就能重建原信號。也就是說，若要傳輸模擬信號，不一定要傳輸模擬信號本身，只需傳輸按抽樣定理得到的抽樣值即可。因此，抽樣定理是模擬信號數(shù)字化的理論依據(jù)。根據(jù)信號是低通型的還是帶通型的，抽樣定理分低通抽樣定理和帶通抽樣定理；根據(jù)用來抽樣的脈沖序列是等間隔的還是非等間隔的，又分均勻抽樣定理和非均勻抽樣；根據(jù)抽樣的脈沖序列是沖擊序列還是非沖擊序列，又可分理想抽樣和實際抽樣。7.2抽樣定理

第10頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日一、低通抽樣定理1、定理描述頻率受限于（0，）的時間連續(xù)信號m(t),若抽樣頻率不小于2則m(t)可被其抽樣值ms(t)完全確定。此定理告訴我們：若m(t)的頻譜在某一角頻率ωH以上為零，則m(t)中的全部信息完全包含在其間隔Ts不大于1/(2fH)秒的均勻抽樣序列里。換句話說，在信號最高頻率分量的每一個周期內(nèi)起碼應(yīng)抽樣兩次?；蛘哒f，抽樣速率fs（每秒內(nèi)的抽樣點數(shù)）應(yīng)不小于2fH，若抽樣速率fs＜2fH，則會產(chǎn)生失真，這種失真叫混疊失真。第11頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2、證明抽樣與恢復(fù)模型：m(t)ms(t)δTs(t)ms(t)LPFmo(t)ms(t)包含m(t)的全部信息；從ms(t)可無失真恢復(fù)m(t)。第12頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣定理的全過程：第13頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣信號中包含原信號的全部信息抽樣后信號的頻譜Ms(ω)由無限多個間隔為ωs的M(ω)相疊加而成，這意味著抽樣后的信號ms(t)包含了信號m(t)的全部信息。第14頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日Mo(w)時

不失真得到的內(nèi)插公式,重建信號mo(t)=ms(t)*h(t)恢復(fù)第15頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日信號的重建第16頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣頻率不滿足的情況如果ωs＜2ωH，即抽樣間隔Ts＞1/(2fH)，則抽樣后信號的頻譜在相鄰的周期內(nèi)發(fā)生混疊，此時不可能無失真地重建原信號。因此必須要求滿足Ts≤1/(2fH)，m(t)才能被ms(t)完全確定，這就證明了抽樣定理。第17頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日3、說明1）抽樣頻率與奈奎斯特抽樣頻率2）理想抽樣與實際抽樣為抽樣序列理想抽樣以的理解，3）處的能量為0，否則應(yīng)大于2fH

第18頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日4、應(yīng)用實例：1）對于電話質(zhì)量的語音信號頻率0.3~3.4KHz,,一般取8KHz2）聲卡抽樣頻率8KHz為電話質(zhì)量---信號最高頻率取到4kHz11KHz為AM廣播質(zhì)量22KHz為FM廣播質(zhì)量44KHz為激光視盤（CD）質(zhì)量第19頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日音頻源的頻譜分析閱讀音樂第20頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日5、問題

1）帶通信號的抽樣；

2）實際抽樣；

3）抽樣后的量化、編碼方法。第21頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日上面討論和證明了頻帶限制在(0,fH)的低通型信號的均勻抽樣定理。實際中遇到的許多信號是帶通型信號。如果采用低通抽樣定理的抽樣速率fs≥2fH，對頻率限制在fL與fH之間的帶通型信號抽樣，肯定能滿足頻譜不混疊的要求，如圖5-6所示，但這樣選擇fs太高了，它會使0~fL一大段頻譜空隙得不到利用，降低了信道的利用率。為了提高信道利用率，同時又使抽樣后的信號頻譜不混疊，那么fs到底怎樣選擇呢？帶通信號的抽樣定理將回答這個問題。二、帶通抽樣定理第22頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日圖5－6帶通信號的抽樣頻譜（fs=2fH）第23頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日二、帶通抽樣定理定理描述：頻率受限于（fL,fH)的時間連續(xù)信號m(t),其最小抽樣頻率滿足：當(dāng)當(dāng)?shù)?4頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日fH=nB(n=5)時帶通信號的抽樣

－fH－fLOfLfH5B6Bf(a)M(w)4B2B-6B-5B-4B-2B-2fs－fsOfs2fs3fsf(b)dws(w)-3fsM(w)O－fssfs2fs3fsf(c)-2fs-3fs當(dāng)fH=nB時，能重建原信號m(t)的最小抽樣頻率為fs=2B第25頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日T()dfH=nB+kB(n=5)時帶通信號的抽樣

2fH2nB2fH-2nB第26頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日每次需多移，這樣原來只隔2B，再加上多移的其中：fH=nB+kB時帶通信號抽樣頻率的確定第27頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日fs在2B~4B范圍內(nèi)取值，當(dāng)fL>>B時，fs趨近于2B。fs與fL關(guān)系

實際中應(yīng)用廣泛的高頻窄帶信號就符合這種情況，這是因為fH大而B小，fL當(dāng)然也大，由于帶通信號一般為窄帶信號，很容易滿足fL>>B，因此帶通信號通?？砂?B速率抽樣。第28頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣定理練習(xí)例1：某信號f(t)的頻帶為30kHz-33kHz,對其進行正確抽樣，其抽樣頻率應(yīng)為：（1）6kHz（2）7kHz

（3）60kHz（4）70kHz第29頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日第4章中討論的連續(xù)波調(diào)制是以連續(xù)振蕩的正弦信號作為載波。然而，正弦信號并非是惟一的載波形式，時間上離散的脈沖串，同樣可以作為載波。脈沖調(diào)制就是以時間上離散的脈沖串作為載波，用模擬基帶信號m(t)去控制脈沖串的某參數(shù)，使其按m(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。通常，按基帶信號改變脈沖參量（幅度、寬度和位置）的不同，把脈沖調(diào)制又分為脈幅調(diào)制(PAM)、脈寬調(diào)制(PDM)和脈位調(diào)制(PPM)，波形如5-9所示。雖然這三種信號在時間上都是離散的，但受調(diào)參量變化是連續(xù)的，因此也都屬于模擬信號。這里僅介紹脈沖振幅調(diào)制，因為它是脈沖編碼調(diào)制的基礎(chǔ)。第30頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日圖7-9PAM、PDM、PPM信號波形第31頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日脈沖振幅調(diào)制(PAM)是脈沖載波的幅度隨基帶信號變化的一種調(diào)制方式。若脈沖載波是沖激脈沖序列，則前面討論的抽樣定理就是脈沖振幅調(diào)制的原理。也就是說，按抽樣定理進行抽樣得到的信號ms(t)就是一個PAM信號。但是，用沖激脈沖序列進行抽樣是一種理想抽樣的情況，是不可能實現(xiàn)的。因為沖擊序列在實際中是不能獲得的，即使能獲得，由于抽樣后信號的頻譜為無窮大，對有限帶寬的信道而言也無法傳遞。因此，在實際中通常采用脈沖寬度相對于抽樣周期很窄的窄脈沖序列近似代替沖激脈沖序列，從而實現(xiàn)脈沖振幅調(diào)制。這里我們介紹用窄脈沖序列進行實際抽樣的兩種脈沖振幅調(diào)制方式：自然抽樣的脈沖調(diào)幅和平頂抽樣的脈沖調(diào)幅。第32頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日§7.3實際抽樣

前面抽樣定理用的周期性沖激序列實際上不易產(chǎn)生，通常用周期性窄脈沖串來完成抽樣。具體實現(xiàn)方法又分為下面兩種：自然抽樣（曲頂）瞬時抽樣（平頂）第33頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日一、自然抽樣（曲頂）模型：m(t)ms(t)Sp(t)LPFms(t)m0(t)圖解法觀察過程如下：自然抽樣又稱曲頂抽樣，它是指抽樣后的脈沖幅度（頂部）隨被抽樣信號m(t)變化，或者說保持了m(t)的變化規(guī)律。自然抽樣的脈沖調(diào)幅原理框圖如圖所示。第34頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日自然抽樣過程m(t)t(a)wwH－wHOM(w)sp(t)AtTt(b)wOSp(w)t2p－－2wH2wHt2ptms(t)w|Ms(w)|t2p－Ot2p－2wH2wH(c)(d)脈沖載波以Sp(t)表示，它是寬度為τ，周期為Ts的矩形窄脈沖序列，其中Ts是按抽樣定理確定的，這里取Ts=1/(2fH)。第35頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日它與理想抽樣（采用沖擊序列抽樣）的頻譜非常相似，也是由無限多個間隔為ωs=2ωH的M(ω)頻譜之和組成。其中,n=0的成分是(τ/Ts)M(ω)，與原信號譜M(ω)只差一個比例常數(shù)(τ/Ts)，因而也可用低通濾波器從Ms(ω)中濾出M(ω)，從而恢復(fù)出基帶信號m(t)。第36頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日自然抽樣過程表達式及頻譜第37頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日二、瞬時抽樣（平頂）模型：脈沖形成m(t)抽樣保持器平頂抽樣又叫瞬時抽樣，它與自然抽樣的不同之處在于它的抽樣后信號中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時抽樣值。平頂抽樣PAM信號在原理上可以由理想抽樣和脈沖形成電路產(chǎn)生，其原理框圖及波形如圖所示，其中脈沖形成電路的作用就是把沖激脈沖變?yōu)榫匦蚊}沖。第38頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣保持電路實現(xiàn)：KsRoRLChKoKo在充電的時候斷開，充完合上。第39頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日00t00卷積相乘tA圖解法：00t'sM()第40頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日是隨著變化的函數(shù)，使

加權(quán)，稱為孔徑失真。得到的使原頻譜

產(chǎn)生頻率失真，靠LPF無法恢復(fù)?；謴?fù)模型變?yōu)椋篖PF下面比較三種抽樣，及恢復(fù)方法?？讖绞д娴漠a(chǎn)生第41頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日瞬時抽樣過程表達式及頻譜第42頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日內(nèi)容類型抽樣模型

恢復(fù)模型

ms(t)

Ms(ω)說明理想抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號m(t).

自然抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號m(t).

瞬時抽樣樣值信號產(chǎn)生了孔徑失真，收端需要采用頻率補償網(wǎng)絡(luò)才能無失真恢復(fù)原模擬信號m(t).

備注用到的付里葉變換對：m(t)ms(t)δT(t)m(t)ms(t)sp(t)LPFms(t)m(t)LPFms(t)m(t)m(t)m’s(t)δT(t)脈沖形成ms(t)1/H()ms(t)m(t)LPF第43頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日抽樣小結(jié)抽樣以后連續(xù)時間信號m(t)變成了時間離散的脈沖，脈沖幅度隨m(t)連續(xù)變化，本質(zhì)上仍為模擬信號。要完成數(shù)字化，需要進一步的處理。第44頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日§7.4模擬信號的量化一、概念：

1.量化定義：量化就是用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示模擬抽樣值的過程，如果用N位二進制碼組來表示該樣值的大小，以便利用數(shù)字傳輸系統(tǒng)來傳輸?shù)脑?，那?N位二進制碼組只能同M=2N個電平樣值相對應(yīng)，而不能同無窮多個可能取值相對應(yīng)。這就需要把取值無限的抽樣值劃分成有限的M個離散電平，此電平被稱為量化電平。如圖：第45頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日量化過程示意圖信號的實際值信號的量化值量化誤差q7m6q6m5q5m4q4m3q3m2q2m1q1Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Tsmq(t)m(t)mq(6Ts)m(6Ts)t量化器{m(kTs)}{mq(kTs)}第46頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日3.量化電平

q1,q2………qM為預(yù)先規(guī)定好的量化電平指量化器可能的輸出電平，M為量化電平個數(shù),或量化級數(shù)

4.

量化間隔

V=mi-mi-1(,

)為量化區(qū)間，為量化區(qū)間端點。m(kTs)——為抽樣值2.量化信號mq(t)為m

(t)的近似值qi是第i個量化區(qū)間的量化電平，可表示為qi=,第47頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日5.量化誤差只能減?。炕娖絺€數(shù)多一點），無法消除，也稱量化噪聲，大小由量化電平個數(shù)及量化方法決定。上述的量化誤差eq=m-mq通常稱為絕對量化誤差，它在每一量化間隔內(nèi)的最大值均為Δ/2。在衡量量化器性能時，單看絕對誤差的大小是不夠的，因為信號有大有小，同樣大的噪聲對大信號的影響可能不算什么，但對小信號而言有可能造成嚴重的后果，因此在衡量系統(tǒng)性能時應(yīng)看噪聲與信號的相對大小，我們把絕對量化誤差與信號之比稱為相對量化誤差。相對量化誤差的大小反映了量化器的性能，通常用量化信噪比（S/Nq）來衡量，它被定義為信號功率與量化噪聲功率之比，即第48頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日量化信噪比是量化器的主要性能指標之一。6.量化信噪比顯然，（S/Nq）越大，量化性能越好第49頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日它要求滿足：取值大小25dB以上動態(tài)范圍-45~+5或-50~0dB都滿足要求PCM系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由量化器的量化信噪比決定。7.

過載量化噪聲當(dāng)實際信號幅度超過量化范圍時，稱發(fā)生了過載，此時失真嚴重。第50頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日二、量化方法把輸入信號的取值域等距離分割，量化電平取各量化區(qū)間的中點。若設(shè)輸入信號的最小值和最大值分別用a和b表示,量化電平數(shù)為M，則均勻量化時的量化間隔為Δi=Δ=1.均勻量化結(jié)合具體實例推導(dǎo)量化信噪比：量化器輸出為mq=qi,mi-1≤mq≤mi第51頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日均勻量化信噪比例1設(shè)一M個量化電平的均勻量化器，其輸入信號的概率密度函數(shù)在區(qū)間［-a,a］內(nèi)均勻分布，試求該量化器的量化信噪比。解：根據(jù)定義分別計算信號功率與量化噪聲功率。第52頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日信號功率量化間隔=第53頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日量化噪聲功率第54頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日均勻量化信噪比量化信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高，信號的逼真度越好。通常量化電平數(shù)應(yīng)根據(jù)對量化信噪比的要求來確定。第55頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日圖7-17均勻量化特性及量化誤差曲線第56頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日過載區(qū)的誤差特性是線性增長的，因而過載誤差比量化誤差大，對重建信號有很壞的影響。在設(shè)計量化器時，應(yīng)考慮輸入信號的幅度范圍，使信號幅度不進入過載區(qū)，或者只能以極小的概率進入過載區(qū)。對于不同的輸入范圍，誤差顯示出兩種不同的特性：量化范圍（量化區(qū)）內(nèi)，量化誤差的絕對值|eq|≤Δ/2;當(dāng)信號幅度超出量化范圍，量化值mq保持不變，|eq|＞Δ/2，此時稱為過載或飽和。第57頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口，例如在計算機的A/D變換中，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。但在語音信號數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個明顯的不足：量化噪比隨信號電平的減小而下降。第58頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日小，信號大時

均勻量化實現(xiàn)簡單，但是有不足，就是不管信號幅度大小如何始終不變，這導(dǎo)致信號小時變化，其實際中常采用非均勻量化，大信號取間隔大，小信趨于定值。號取間隔小，使得均勻量化存在的問題第59頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2、非均勻量化基本思想是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改善弱信號時的量化信噪比。壓縮器的入出關(guān)系表示為y=lnx，再對y均勻量化，收后再擴張。但是當(dāng)x=0時,y無意義，需修正，因此引出A律和μ律壓縮對數(shù)壓縮特性實現(xiàn)非均勻量化的方法之一是把輸入量化器的信號x先進行壓縮處理，再把壓縮的信號y進行均勻量化。所謂壓縮器就是一個非線性變換電路，微弱的信號被放大，強的信號被壓縮。第60頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日（1）對數(shù)壓縮特性（線性）（對數(shù)）1)A律壓縮：中國和歐洲采用其中A=87.62）μ律壓縮：日本和北美采用式中,x為歸一化輸入，y為歸一化輸出。歸一化是指信號電壓與信號最大電壓之比，所以歸一化的最大值為1。第61頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日圖6-19對數(shù)壓縮特性

(a)μ律；(b)A律第62頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日由圖可見，μ=0時，壓縮特性是一條通過原點的直線，故沒有壓縮效果，小信號性能得不到改善；μ值越大壓縮效果越明顯，一般當(dāng)μ=100時，壓縮效果就比較理想了。在國際標準中取μ=255。另外，需要指出的是μ律壓縮特性曲線是以原點奇對稱的，圖中只畫出了正向部分。

第63頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日對數(shù)壓縮非均勻量化問題動態(tài)范圍內(nèi)量化信噪比指標好。但對數(shù)特性的電路實現(xiàn)困難。實際中利用數(shù)字電路形成許多折線來近似對數(shù)特性。第64頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日在實際中常采用的方法有兩種：一種是采用13折線近似A律壓縮特性，另一種是采用15折線近似μ律壓縮特性。A律13折線主要用于英、法、德等歐洲各國的PCM30/32路基群中，我國的PCM30/32路基群也采用A律13折線壓縮特性。μ律15折線主要用于美國、加拿大和日本等國的PCM24路基群中。CCITT建議G.711規(guī)定上述兩種折線近似壓縮律為國際標準，且在國際間數(shù)字系統(tǒng)相互連接時，要以A律為標準。因此這里重點介紹A律13折線。第65頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日A律13折線的形成

A律13折線的產(chǎn)生是從不均勻量化的基點出發(fā)，設(shè)法用13段折線逼近A=87.6的A律壓縮特性。具體方法是：把輸入x軸和輸出y軸用兩種不同的方法劃分。第66頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日（2）折線近似法1）A律13折線近似先對x軸上的輸入信號歸一化取值范圍，按1／2遞減規(guī)律分為8段，分段點依次為1／2、1／4、1／8、1／16、1／32、1／64、1／128，再把y軸上輸出的歸一化取值范圍均勻地分成8段，即每段長為1／8，然后把x軸和y軸的相應(yīng)分段線的交點連接起來，共得到8段斜線。負向8段斜線按同樣方法得到。按照斜率不同，可看作13折線每一段再均勻分為16個量化級，共256個量化級，只需要8位編碼就可以表示。第67頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日13折線與A律對數(shù)特性的逼近程度：

比較：兩種小信號時斜率A律：

13折線1、2段：

其它段也基本相同——很逼近。2）μ律15折線-類似第68頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日表7-2A=87.6與13折線壓縮特性的比較y01x01按折線分段時的x01段落

1

2

3

4

5

6

7

8斜率16168421第69頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日A律13折線近似非均勻量化小結(jié)折線近似非均勻量化方法易于用數(shù)字電路實現(xiàn)。與均勻量化相比，保證小信號相同質(zhì)量下所需量化電平數(shù)少，相應(yīng)編碼位數(shù)少。是中國、歐洲PCM系統(tǒng)常用的量化方法。第70頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

7.5編碼和譯碼把量化后的信號電平值變換成二進制碼組的過程稱為編碼，其逆過程稱為解碼或譯碼。模擬信息源輸出的模擬信號m(t)經(jīng)抽樣和量化后得到的輸出脈沖序列是一個M進制（一般常用128或256）的多電平數(shù)字信號，如果直接傳輸?shù)脑挘乖肼曅阅芎懿?，因此還要經(jīng)過編碼器轉(zhuǎn)換成二進制數(shù)字信號(PCM信號)后，再經(jīng)數(shù)字信道傳輸。在接收端，二進制碼組經(jīng)過譯碼器還原為M進制的量化信號，再經(jīng)低通濾波器恢復(fù)原模擬基帶信號，完成這一系列過程的系統(tǒng)就是圖7-20所示的脈沖編碼調(diào)制（PCM）系統(tǒng)。其中，量化與編碼的組合稱為模/數(shù)變換器(A/D變換器)；譯碼與低通濾波的組合稱為數(shù)/模變換器(D/A變換器)。第71頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日圖7－20PCM系統(tǒng)原理框圖第72頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日§

7.5編碼一、概念：1.編碼：把量化后的信號變換成二進制代碼的過程。2.譯碼：由代碼重建量化信號的過程。第73頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日二、編碼實現(xiàn)

1、碼型選擇：自然二進制碼折疊二進制碼小信號時折疊二進制碼誤差小自然碼誤差大大信號時自然碼誤差小折疊二進制碼誤差大樣值脈沖極性格雷二進制自然二進碼折疊二進碼量化級序號正極性部分10001001101110101110111111011100111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098負極性部分01000101011101100010001100010000011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210第74頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日折疊二進碼是一種符號幅度碼。左邊第一位表示信號的極性，信號為正用“1”表示，信號為負用“0”表示；第二位至最后一位表示信號的幅度。由于正、負絕對值相同時，折疊碼的上半部分與下半部分相對零電平對稱折疊，故名折疊碼。其幅度碼從小到大按自然二進碼規(guī)則編碼。第75頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日與自然二進碼相比，折疊二進碼的一個優(yōu)點是，對于語音這樣的雙極性信號，只要絕對值相同，則可以采用單極性編碼的方法，使編碼過程大大簡化。另一個優(yōu)點是，在傳輸過程中出現(xiàn)誤碼，對小信號影響較小。例如由大信號的1111誤為0111，從表7-4可見，自然二進碼由15錯到7，誤差為8個量化級，而對于折疊二進碼，誤差為15個量化級。顯見，大信號時誤碼對折疊二進碼影響很大。如果誤碼發(fā)生在由小信號的1000誤為0000，這時情況就大不相同了，對于自然二進碼誤差還是8個量化級，而對于折疊二進碼誤差卻只有1個量化級。第76頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2.碼位安排極性碼段落碼段內(nèi)碼

C1C2C3C4C5C6C7C8

>0，“1”<0，“0”段落序號段落碼C2c3c4876543211

11110101100011010001000電平序號段內(nèi)碼電平序號段內(nèi)碼c5c6c7c8c5c6c7c815141312111098111111101101110010111010100110007654321001110110011001010011001000010000

在13折線編碼中，普遍采用8位二進制碼，對應(yīng)有M=28=256個量化級，即正、負輸入幅度范圍內(nèi)各有128個量化級。這需要將13折線中的每個折線段再均勻劃分16個量化級，由于每個段落長度不均勻，因此正或負輸入的8個段落被劃分成8×16=128個不均勻的量化級。按折疊二進碼的碼型，這8位碼的安排如下：第77頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日如果以非均勻量化時的最小量化間隔Δ=1/2048作為輸入x軸的單位，那么各段的起點電平分別是0、16、32、64、128、256、512、1024個量化單位。表7-7列出了A律13折線每一量化段的起始電平Ii、量化間隔Δi及各位幅度碼的權(quán)值（對應(yīng)電平）。由此表可知，第i段的段內(nèi)碼C5C6C7C8的權(quán)值（對應(yīng)電平）分別如下：C5的權(quán)值:8Δi；C6的權(quán)值:C5+4ΔiC7的權(quán)值:C6+2Δi；C8的權(quán)值:C7+Δi第78頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日第79頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

3.編碼原理實現(xiàn)編碼的具體方法和電路很多，如有低速編碼和高速編碼、線性編碼和非線性編碼；逐次比較型、級聯(lián)型和混合型編碼器。這里只討論目前常用的逐次比較型編碼器原理。編碼器的任務(wù)是根據(jù)輸入的樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進制代碼。除第一位極性碼外，其他7位二進制代碼是通過類似天平稱重物的過程來逐次比較確定的。這種編碼器就是PCM通信中常用的逐次比較型編碼器。逐次比較型編碼的原理與天平稱重物的方法相類似，樣值脈沖信號相當(dāng)被測物，標準電平相當(dāng)天平的砝碼。預(yù)先規(guī)定好的一些作為比較用的標準電流(或電壓)，稱為權(quán)值電流，用符號IW表示。IW的個數(shù)與編碼位數(shù)有關(guān)。第80頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日3.編碼方法——逐次比較法原理圖：圖7–25逐次比較法原理框圖第81頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日當(dāng)樣值脈沖Is到來后，用逐步逼近的方法有規(guī)律地用各標準電流IW去和樣值脈沖比較，每比較一次出一位碼。當(dāng)Is＞IW時，出“1”碼，反之出“0”碼，直到IW和抽樣值Is逼近為止，完成對輸入樣值的非線性量化和編碼。實現(xiàn)A律13折線壓擴特性的逐次比較型編碼器的原理框圖如圖7-25所示，它由整流器、極性判決、保持電路、比較器及本地譯碼電路等組成。極性判決電路用來確定信號的極性。輸入PAM信號是雙極性信號，其樣值為正時，在位脈沖到來時刻出“1”碼；樣值為負時，出“0”碼；同時將該信號經(jīng)過全波整流變?yōu)閱螛O性信號。第82頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

比較器是編碼器的核心。它的作用是通過比較樣值電流Is和標準電流IW，從而對輸入信號抽樣值實現(xiàn)非線性量化和編碼。每比較一次輸出一位二進制代碼，且當(dāng)Is＞IW時，出“1”碼,反之出“0”碼。由于在13折線法中用7位二進制代碼來代表段落碼和段內(nèi)碼，所以對一個輸入信號的抽樣值需要進行7次比較。每次所需的標準電流IW均由本地譯碼電路提供。

本地譯碼電路包括記憶電路、7／11變換電路和恒流源。記憶電路用來寄存二進制代碼，因除第一次比較外，其余各次比較都要依據(jù)前幾次比較的結(jié)果來確定標準電流IW值。因此，7位碼組中的前6位狀態(tài)均應(yīng)由記憶電路寄存下來。第83頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日恒流源用來產(chǎn)生各種標準電流IW。在恒流源中有數(shù)個基本的權(quán)值電流支路，其個數(shù)與量化級數(shù)有關(guān)。按A律13折線編出的7位碼，需要11個基本的權(quán)值電流支路，每個支路都有一個控制開關(guān)。每次應(yīng)該哪個開關(guān)接通形成比較用的標準電流IW，由前面的比較結(jié)果經(jīng)變換后得到的控制信號來控制。

7／11變換電路就是前面非均勻量化中談到的數(shù)字壓縮器。由于按A律13折線只編7位碼，加至記憶電路的碼也只有7位，而線性解碼電路（恒流源）需要11個基本的權(quán)值電流支路，這就要求有11個控制脈沖對其控制。因此，需通過7／11邏輯變換電路將7位非線性碼轉(zhuǎn)換成11位線性碼，其實質(zhì)就是完成非線性和線性之間的變換。第84頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

保持電路的作用是在整個比較過程中保持輸入信號的幅度不變。由于逐次比較型編碼器編7位碼(極性碼除外)需要在一個抽樣周期Ts以內(nèi)完成Is與IW的7次比較，在整個比較過程中都應(yīng)保持輸入信號的幅度不變，因此要求將樣值脈沖展寬并保持。這在實際中要用平頂抽樣，通常由抽樣保持電路實現(xiàn)。附帶指出，原理上講模擬信號數(shù)字化的過程是抽樣、量化以后才進行編碼。但實際上量化是在編碼過程中完成的，也就是說，編碼器本身包含了量化和編碼的兩個功能。下面我們通過一個例子來說明編碼過程。第85頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日例:設(shè)輸入信號抽樣值Is=+1260Δ（Δ為一個量化單位，表示輸入信號歸一化值的1/2048），采用逐次比較型編碼器,按A律13折線編成8位碼C1C2C3C4C5C6C7C8。解:編碼過程如下：（1）確定極性碼C1：由于輸入信號抽樣值Is為正，故極性碼C1=1。

（2）確定段落碼C2C3C4：參看段落表，段落碼C2是用來表示輸入信號抽樣值Is處于13折線8個段落中的前四段還是后四段，故確定C2的標準電流應(yīng)選為

IW=128Δ第86頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日C3是用來進一步確定Is處于5~6段還是7~8段，故確定C3的標準電流應(yīng)選為

IW=512Δ第二次比較結(jié)果為Is＞IW，故C3=1，說明Is處于7~8段。同理，確定C4的標準電流應(yīng)選為IW=1024Δ第三次比較結(jié)果為Is＞IW，所以C4=1，說明Is處于第8段。

經(jīng)過以上三次比較得段落碼C2C3C4為“111”，Is處于第8段，起始電平為1024Δ。第87頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日（3）確定段內(nèi)碼C5C6C7C8：IW=段落起始電平+8×(量化間隔)=1024+8×64=1536Δ

第四次比較結(jié)果為Is＜IW，故C5=0，可知Is處于前8級（0~7量化間隔）。段內(nèi)碼是在已知輸入信號抽樣值Is所處段落的基礎(chǔ)上，進一步表示Is在該段落的哪一量化級（量化間隔）。第8段的16個量化間隔均為64Δ，故確定C5的標準電流應(yīng)選為第88頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日同理，確定C6的標準電流為IW=1024+4×64=1280Δ第五次比較結(jié)果為Is<IW，故C6=0，表示Is處于前4級（0~3量化間隔）。

確定C7的標準電流為IW=1024+2×64=1152Δ第六次比較結(jié)果為Is＞IW，故C7=1，表示Is處于2~3量化間隔。最后，確定C8的標準電流為IW=1024+3×64=1216Δ第七次比較結(jié)果為Is＞IW，故C8=1，表示Is處于序號為3的量化間隔。第89頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日由以上過程可知，非均勻量化（壓縮及均勻量化）和編碼實際上是通過非線性編碼一次實現(xiàn)的。經(jīng)過以上七次比較，對于模擬抽樣值+1260Δ，編出的PCM碼組為11110011（稱作非線性碼）。它表示輸入信號抽樣值Is處于第8段序號為3的量化級，其量化電平為1216Δ+32Δ=1248Δ，故量化誤差等于12Δ。編碼結(jié)果及誤差

編碼時，非線性碼與線性碼間的關(guān)系是7/11變換關(guān)系，如上例中除極性碼外的7位非線性碼1110011，相對應(yīng)的11位線性碼為10011100000第90頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日舉例：采用13折線A律編譯碼電路，設(shè)接收端收到的碼組為01010011，最小量化單位為1個單位，且段內(nèi)碼為折疊二進制碼：1）試問譯碼器輸出為多少量化電平？2）寫出對應(yīng)該7位碼（極性碼除外）的均勻量化11位碼。解：C2C3C4為“101”，抽樣值在第6段，起始電平為256，C5C6C7C8為“0011”表示在段內(nèi)第4個小段，起始電平為256＋16×4＝320個量化單位，量化電平為(320＋336)/2=328第91頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日三、脈沖編碼調(diào)制（PCM）抽樣量化編碼m(t)A/D譯碼低通濾波msq(t)D/A信道m(xù)sq(t)mo(t)ms(t)干擾1.PCM通信系統(tǒng)構(gòu)成：第92頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2.

PCM信號的碼元速率和帶寬1)PCM碼流速率計算以數(shù)字電話為例，對0.3~3.4KHz模擬語音進行數(shù)字化，256級量化（A律13折線非均勻）

均勻量化時N=12，該速率為一路數(shù)字電話速率（標準速率，即G.711）,也稱一個話路。

R=fsN=fslog2M（單路ＰＣＭ信號，Ｍ為量化電平數(shù),Ｎ為編碼位數(shù)）N=8，第93頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日（2）帶寬：傳輸PCM信號所需的最小帶寬。抽樣速率的最小值fs=2fH，這時碼元傳輸速率為fb=2fH·N，按照第5章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中分析的結(jié)論，在無碼間串?dāng)_和采用理想低通傳輸特性的情況下，所需最小傳輸帶寬為：以常用的N=8，fs=8kHz為例，實際應(yīng)用的B=N·fs=64kHz，顯然比直接傳輸語音信號m(t)的帶寬（4kHz）要大得多。第94頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日3.PCM系統(tǒng)的抗噪性能

mo(t)=m(t)+nq(t)+ne(t)為輸出信號，為量化噪聲，信道加性噪聲(也稱為誤碼噪聲)系統(tǒng)輸出端總信噪比定義：LPF輸出：第95頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日1）只考慮量化噪聲時的系統(tǒng)性能因為PCM系統(tǒng)最小帶寬B=NfH結(jié)論1：PCM系統(tǒng)的量化信噪比通常用量化器的量化信噪比決定第96頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2）只考慮信道加性噪聲的影響時

結(jié)論2：由誤碼引出的PCM系統(tǒng)信噪比與誤碼率成反比。第97頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日3）總信噪比ii）小信噪比時，很大，以加性噪聲為主。實際中，很容易實現(xiàn)故PCM抗噪聲性能按結(jié)論3：PCM系統(tǒng)抗噪性能通常用量化器的量化信噪比決定。討論：很小，以量化噪聲為主i)大信噪比時，第98頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日理解PCM系統(tǒng)的抗噪性能

因為PCM系統(tǒng)最小帶寬B=NfH

PCM系統(tǒng)輸出端的量化信噪比與系統(tǒng)帶寬B成指數(shù)關(guān)系，充分體現(xiàn)了數(shù)字系統(tǒng)質(zhì)量的優(yōu)良，B增大則信噪比快速變大。第99頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日增量調(diào)制簡稱ΔM或DM，它是繼PCM后出現(xiàn)的又一種模擬信號數(shù)字傳輸?shù)姆椒?，可以看成是DPCM的一個重要特例。其目的在于簡化語音編碼方法。ΔM與PCM雖然都是用二進制代碼去表示模擬信號的編碼方式。但是，在PCM中，代碼表示樣值本身的大小，所需碼位數(shù)較多，從而導(dǎo)致編譯碼設(shè)備復(fù)雜；而在ΔM中，它只用一位編碼表示相鄰樣值的相對大小，從而反映出抽樣時刻波形的變化趨勢，與樣值本身的大小無關(guān)。ΔM與PCM編碼方式相比具有編譯碼設(shè)備簡單，低比特率時的量化信噪比高，抗誤碼特性好等優(yōu)點。在軍事和工業(yè)部門的專用通信網(wǎng)和衛(wèi)星通信中得到了廣泛應(yīng)用，近年來在高速超大規(guī)模集成電路中用作A/D轉(zhuǎn)換器。本節(jié)將詳細論述增量調(diào)制原理，并介紹幾種改進型增量調(diào)制方式?！?/p>

7.6增量調(diào)制（ΔM）第100頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日一、與PCM區(qū)別

PCM碼表示樣值大小，N位碼，ΔM代碼表示相鄰樣值的關(guān)系，一位碼。二、ΔM基本原理

1.編碼：第101頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

1.編譯碼的基本思想不難想到，一個語音信號，如果抽樣速率很高（遠大于奈奎斯特速率），抽樣間隔很小，那么相鄰樣點之間的幅度變化不會很大，相鄰抽樣值的相對大小（差值）同樣能反映模擬信號的變化規(guī)律。若將這些差值編碼傳輸，同樣可傳輸模擬信號所含的信息。此差值又稱“增量”，其值可正可負。這種用差值編碼進行通信的方式，就稱為“增量調(diào)制”（DeltaModulation），縮寫為DM或ΔM。為了說明這個概念，我們來看圖7-28。圖中，m(t)代表時間連續(xù)變化的模擬信號，我們可以用一個時間間隔為Δt，相鄰幅度差為+σ或-σ的階梯波形m′(t)來逼近它。只要Δt足夠小，即抽樣速率fs=1/Δt足夠高，且σ足夠小，則階梯波m′(t)可近似代替m(t)。其中，σ為量化臺階，Δt=Ts為抽樣間隔。第102頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日ΔM波形示意eq(ti)=m(ti-)-m’(ti-)＞0eq(ti)=m(ti-)-m’(ti-)＜0輸出1，上升一個臺階s輸出0，下降一個臺階s

第103頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日階梯波m′(t)有兩個特點：第一，在每個Δt間隔內(nèi)，m′(t)的幅值不變;第二，相鄰間隔的幅值差不是+σ（上升一個量化階），就是-σ（下降一個量化階）。利用這兩個特點，用“1”碼和“0”碼分別代表m′(t)上升或下降一個量化階σ，則m′(t)就被一個二進制序列表征。于是，該序列也相當(dāng)表征了模擬信號m(t)，實現(xiàn)了模/數(shù)轉(zhuǎn)換。除了用階梯波m′(t)近似m(t)外，還可用另一種形式——圖中虛線所示的斜變波m1(t)來近似m(t)。斜變波m1(t)也只有兩種變化：按斜率σ/Δt上升一個量階和按斜率-σ/Δt下降一個量階。用“1”碼表示正斜率，用“0”碼表示負斜率，同樣可以獲得二進制序列。由于斜變波m1(t)在電路上更容易實現(xiàn)，實際中常采用它來近似m(t)。第104頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日與編碼相對應(yīng)，譯碼也有兩種形式。一種是收到“1”碼上升一個量階（跳變），收到“0”碼下降一個量階（跳變），這樣把二進制代碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)閙′(t)這樣的階梯波。另一種是收到“1”碼后產(chǎn)生一個正斜率電壓，在Δt時間內(nèi)上升一個臺階σ，收到“0”碼后產(chǎn)生一個負斜率電壓，在Δt時間內(nèi)下降一個臺階σ，這樣把二進制代碼經(jīng)過譯碼后變?yōu)槿鏼1(t)這樣的斜變波?？紤]到電路上實現(xiàn)的簡易程度，一般都采用后一種方法。這種方法可用一個簡單的RC積分電路，即可把二進制代碼變?yōu)閙1(t)這樣的波形，如圖7-29所示。第105頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日2.譯碼：積分碼脈沖LPFm1（t）第106頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日三.簡單ΔM系統(tǒng)方框圖

從ΔM編、譯碼的基本思想出發(fā)，我們可以組成一個如圖7-30所示的簡單ΔM系統(tǒng)方框圖。發(fā)送端編碼器是相減器、判決器、積分器及脈沖發(fā)生器（極性變換電路）組成的一個閉環(huán)反饋電路。其中，相減器的作用是取出差值e(t)，使e(t)=m(t)-m1(t)。判決器也稱比較器或數(shù)碼形成器，它的作用是對差值e(t)的極性進行識別和判決，以便在抽樣時刻輸出數(shù)碼（增量碼）c(t)，即如果在給定抽樣時刻ti上，有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＞0則判決器輸出“1”碼；如有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＜0第107頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日則輸出“0”碼。積分器和脈沖產(chǎn)生器組成本地譯碼器，它的作用是根據(jù)c(t)，形成預(yù)測信號m1(t)，即c(t)為“1”碼時，m1(t)上升一個量階σ，c(t)為“0”碼時，m1(t)下降一個量階σ，并送到相減器與m(t)進行幅度比較。注意，若用階梯波m′(t)作為預(yù)測信號，則抽樣時刻ti應(yīng)改為t-i，表示ti時刻的前一瞬間，即相當(dāng)于階梯波形躍變點的前一瞬間。在t-i時刻，斜變波形與階梯波形有完全相同的值。

第108頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

圖7–30簡單ΔM系統(tǒng)框圖之一

第109頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日量化信噪比fs為抽樣頻率，fk為信號工作頻率,fm為低通濾波器截止頻率3.量化噪聲第110頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日增量調(diào)制和PCM相似，在模擬信號的數(shù)字化過程中也會帶來誤差而形成量化噪聲。誤差nq(t)=m(t)-m′(t)表現(xiàn)為兩種形式：一種稱為過載量化誤差，另一種稱為一般量化誤差。三、增量調(diào)制的過載特性與動態(tài)編碼范圍當(dāng)輸入模擬信號m(t)斜率陡變時，本地譯碼器輸出信號m′(t)跟不上信號m(t)的變化時，m′(t)與m(t)之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信號的嚴重失真，這種現(xiàn)象叫過載現(xiàn)象，產(chǎn)生的失真稱為過載失真，或稱過載噪聲。這是在正常工作時必須而且可以避免的噪聲。第111頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

(a)一般量化誤差；(b)過載量化誤差量化噪聲第112頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日設(shè)抽樣間隔為Δt（抽樣速率為fs=1/Δt），則一個量階σ上的最大斜率K為

K=為了不發(fā)生過載，必須增大σ和fs。但σ增大，一般量化誤差也大，由于簡單增量調(diào)制的量階σ是固定的，因此很難同時滿足兩方面的要求。

增量調(diào)制的過載特性它被稱為譯碼器的最大跟蹤斜率。顯然，當(dāng)譯碼器的最大跟蹤斜率大于或等于模擬信號m(t)的最大變化斜率時，即第113頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日在正常通信中，不希望發(fā)生過載現(xiàn)象，這實際上是對輸入信號的一個限制?，F(xiàn)以正弦信號為例來說明。

增量調(diào)制的過載特性（續(xù)）不過，提高fs對減小一般量化誤差和減小過載噪聲都有利。因此，ΔM系統(tǒng)中的抽樣速率要比PCM系統(tǒng)中的抽樣速率高的多。ΔM系統(tǒng)抽樣速率的典型值為16kHz或32kHz，相應(yīng)單話路編碼比特率為16kb/s或32kb/s。設(shè)輸入模擬信號為m(t)=Asinωkt，其斜率為=Aωkcosωkt可見，斜率的最大值為Aωk。第114頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日四、PCM與ΔM系統(tǒng)的比較1.抽樣速率PCM系統(tǒng)中的抽樣速率fs是根據(jù)抽樣定理來確定的。若信號的最高頻率為fm，則fs≥2fm。對語音信號，取fs=8kHz。在ΔM系統(tǒng)中傳輸?shù)牟皇切盘柋旧淼臉又?，而是信號的增量（即斜率），因此其抽樣速率fs不能根據(jù)抽樣定理來確定。由于ΔM的抽樣速率與最大跟蹤斜率和信噪比有關(guān)。在保證不發(fā)生過載，達到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比時，M的抽樣速率遠遠高于奈奎斯特速率。

PCM和ΔM都是模擬信號數(shù)字化的基本方法。但PCM是對樣值本身編碼，ΔM是對相鄰樣值的差值的極性（符號）編碼。這是ΔM與PCM的本質(zhì)區(qū)別。

第115頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日ΔM系統(tǒng)在每一次抽樣時，只傳送一位代碼，因此ΔM系統(tǒng)的數(shù)碼率為Rb=fs，要求的最小帶寬為

BΔM=fs

實際應(yīng)用時,BΔM=fs

而PCM系統(tǒng)的數(shù)碼率為Rb=Nfs。在同樣的語音質(zhì)量要求下，PCM系統(tǒng)的數(shù)碼率為64kHz，因而要求最小信道帶寬為32kHz。

2.帶寬而采用ΔM系統(tǒng)時，速率采用32kHz或16kHz時，語音質(zhì)量不如PCM。第116頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日不同N值的PCM與ΔM的性能比較曲線

可見若PCM系統(tǒng)的編碼位數(shù)N＜4（碼率較低）時，ΔM的量化信噪比高于PCM系統(tǒng)。

3.量化信噪比

第117頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

4.信道誤碼的影響在ΔM系統(tǒng)中，每一個誤碼代表造成一個量階的誤差，所以它對誤碼不太敏感。故對誤碼率的要求較低，一般在10-3~10-4。

PCM的每一個誤碼會造成較大的誤差，尤其高位碼元，錯一位可造成許多量階的誤差(例如，最高位的錯碼表示2N-1個量階的誤差)。所以誤碼對PCM系統(tǒng)的影響要比ΔM系統(tǒng)嚴重些，故對誤碼率的要求較高，一般為10-5~10-6。由此可見，ΔM允許用于誤碼率較高的信道條件，這是ΔM與PCM不同的一個重要條件。第118頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日

5.設(shè)備復(fù)雜度在傳輸語音信號時，ΔM話音清晰度和自然度方面都不如PCM。因此目前在通用多路系統(tǒng)中很少用或不用ΔM。ΔM一般用在通信容量小和質(zhì)量要求不十分高的場合以及軍事通信和一些特殊通信中。

PCM系統(tǒng)的特點是多路信號統(tǒng)一編碼，一般采用8位（對語音信號），編碼設(shè)備復(fù)雜，但質(zhì)量較好。PCM一般用于大容量的干線（多路）通信。

ΔM系統(tǒng)的特點是單路信號獨用一個編碼器，設(shè)備簡單，單路應(yīng)用時，不需要收發(fā)同步設(shè)備。但在多路應(yīng)用時，每路獨用一套編譯碼器，所以路數(shù)增多時設(shè)備成倍增加。第119頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日§7.7自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制(ADPCM）

64kb/s的A律或μ律的對數(shù)壓擴PCM編碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但PCM信號占用頻帶要比模擬通信系統(tǒng)中的一個標準話路帶寬（3.1kHz）寬很多倍，這樣，對于大容量的長途傳輸系統(tǒng)，采用PCM的經(jīng)濟性能很難與模擬通信相比。

以較低的速率獲得高質(zhì)量編碼，一直是語音編碼追求的目標。通常，人們把話路速率低于64kb/s的語音編碼方法，稱為語音壓縮編碼技術(shù)。第120頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日語音壓縮編碼方法很多，其中，自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制是語音壓縮中復(fù)雜度較低的一種編碼方法，它可在32kb/s的比特率上達到64kb/s的PCM數(shù)字電話質(zhì)量。近年來，ADPCM已成為長途傳輸中一種新型的國際通用的語音編碼方法(G.721)。ADPCM

ADPCM是在差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，為此，下面先介紹DPCM的編碼原理與系統(tǒng)框圖。第121頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日DPCM系統(tǒng)原理框圖第122頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日§7.8其它的音頻信號編碼方法針對不同質(zhì)量音頻，有不同的編碼標準，分為波形編碼、參量編碼與混合編碼。其中，波形編碼和參量編碼是兩種基本類型。

波形編碼是將時間域信號直接變換為數(shù)字代碼，力圖使重建語音波形保持原語音信號的波形形狀。波形編碼的基本原理是在時間軸上對模擬語音按一定的速率抽樣，然后將幅度樣本分層量化，并用代碼表示。解碼是其反過程，將收到的數(shù)字序列經(jīng)過解碼和濾波恢復(fù)成模擬信號。它具有適應(yīng)能力強、語音質(zhì)量好等優(yōu)點，但所用的編碼速率高，在對信號帶寬要求不太嚴格的通信中得到應(yīng)用，而對頻率資源相對緊張的移動通信來說，這種編碼方式顯然不合適。脈沖編碼調(diào)制（PCM）和增量調(diào)制（△M），以及它們的各種改進型自適應(yīng)增量調(diào)制（A△M），自適應(yīng)差分編碼（ADPCM）等，都屬于波形編碼技術(shù)。它們分別在64以及16Kbit/s的速率上，能給出高的編碼質(zhì)量，當(dāng)速率進一步下降時，其性能會下降較快。

第123頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日其它的音頻信號編碼方法（續(xù)）

與波形編碼不同，參量編碼又稱為聲源編碼，是將信源信號在頻率域或其它正交變換域提取特征參量，并將其變換成數(shù)字代碼進行傳輸。解碼為其反過程，將收到的數(shù)字序列經(jīng)變換恢復(fù)特征參量，再根據(jù)特征參量重建語音信號。具體說，參量編碼是通過對語音信號特征參數(shù)的提取和編碼，力圖使重建語音信號具有盡可能高的可靠性，即保持原語音的語意，但重建信號的波形同原語音信號的波形可能會有相當(dāng)大的差別。這種編碼技術(shù)可實現(xiàn)低速率語音編碼，比特率可壓縮到2Kbit/s-4.8Kbit/s，甚至更低，但語音質(zhì)量只能達到中等，特別是自然度較低，連熟人都不一定能聽出講話人是誰。線性預(yù)測編碼（LPC）及其它各種改進型都屬于參量編碼。

第124頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日其它的音頻信號編碼方法（續(xù)）計算機的發(fā)展為語音編碼技術(shù)的研究提供了強有力的工具，大規(guī)模、超大規(guī)模集成電路的出現(xiàn)，則為語音編碼的實現(xiàn)提供了基礎(chǔ)。80年代以來，語音編碼技術(shù)有了實質(zhì)性的進展，產(chǎn)生了新一代的編碼算法，這就是混合編碼。它將波形編碼和參量編碼組合起來，克服了原有波形編碼和參量編碼的弱點，結(jié)合各自的長處，力圖保持波形編碼的高質(zhì)量和參量編碼的低速率，在4-16Kbit/s速率上能夠得到高質(zhì)量的合成語音。多脈沖激勵線性預(yù)測編碼（MPLPC），規(guī)則脈沖激勵線性預(yù)測編碼（RPELPC），碼本激勵線性預(yù)測編碼（CELP）等都是屬于混合編碼技術(shù)。很顯然，混合編碼是適合于數(shù)字移動通信的語音編碼技術(shù)。

第125頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日各種語音編碼方法比較編碼方法傳輸速率（kb/s)最小基帶帶寬（kHz)質(zhì)量PCMADPCMSBC+ADPCM△MSBC(子帶）RPE/LTP(規(guī)則脈沖激勵）LD-CELP(低延遲碼激勵）MPE/LPC(多脈沖）CELP(碼本激勵）LPC(線性預(yù)測）LPC+VQ(矢量量化）6432643216161684.82.41.23216321688842.41.20.6長途電話質(zhì)量長途電話質(zhì)量廣播質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量接近長途質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量合成質(zhì)量合成質(zhì)量第126頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日電話質(zhì)量的音頻（0.3--3.4K

kHz

）G728，LD-CELP16kb/s，GSM，RPE/LTP，13kb/s，（歐洲移動）GTIA，VSELP，8kb/s（美國移動）NSA，CELP，4.8kb/sNSA，LPC，2.4kb/s第127頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日調(diào)幅廣播質(zhì)量的音頻50Hz-7kHz

采樣率16KHz

，14bit量化，PCM碼率224Kb/s,采用G.722（子帶）標準可壓縮到64Kb/s，適于ISDN的B信道，傳輸高質(zhì)量語音。第128頁，共147頁，2023年，2月20日，星期日高保真立體聲音頻壓縮標準即CD音質(zhì)音頻20Hz--20KHz采樣率44.1kHz