--好好學習，每天向上--1反激式變壓器設(shè)計第一節(jié).概述.反激式(Flyback)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式或“Buck-Boost“轉(zhuǎn)換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名.離線型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖.一、反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點有:變壓器匝數(shù)比值較小.實現(xiàn)溝通輸入在85~265V二、反激式轉(zhuǎn)換器的缺點有:輸出電壓中存在較大的紋波,負載調(diào)整精度不高,因此輸出功率受150W轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM)模式下工作時,有較大的直流重量,易導致磁芯飽和,所以必需在磁路中參加氣隙,從而造成變壓器體積變大.CCM/DCM故變壓器在設(shè)計時較困難,反復調(diào)整次數(shù)較順向式多,迭代過程較簡單.其次節(jié).工作原理1(Theisolatedflybackconverter)中,TT“又稱為Transformer-choke.電路的工作原理如下:當開關(guān)晶體管TrtonNp有電流Ip,并將能量儲存于其中(ELpIp/2)NpNs極性相反,此時二極管DTroff時,由楞次定律:(e=-N△Φ/△T)DIL2.由圖可知,導通時間tonIp、VceVcemaxVIN/1-DmaxVIN:輸入直流電壓;Dmax:最大工作周期Dmaxton/TDmax,也就是DmaxDmaxVcemax≦.TronIe,也就是原邊峰值電流IpIcIpIL/n.因ILIoIo肯定時,匝比nIcNpIp=NsIsIpIcIp2Po/(η*VIN*Dmax)η:轉(zhuǎn)換器的效率公式導出如下:輸出功率:PoLIp2η/2T輸入電壓:VIN=Ldi/dt設(shè)di=Ip,且1/dt=f/Dmax,則:VIN=LIpf/Dmax 或 Lp=VIN*Dmax/Ipf則Po又可表示為:Po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp∴ Ip2Po/ηVINDmax上列公式中:VIN:最小直流輸入電壓(V)Dmax:最大導通占空比Lp:變壓器初級電感(mH)--4-好好學習，每天向上Ip:變壓器原邊峰值電流(A)f:轉(zhuǎn)換頻率(KHZ)2反激式轉(zhuǎn)換器波形圖由上述理論可知,轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開關(guān)晶體管耐壓與最大集電極電流,而此兩項是導致開關(guān)晶體本錢上升的關(guān)鍵因素,因此設(shè)計時需綜合考量做取舍.反激式變換器一般工作于兩種工作方式:電感電流不連續(xù)模式DCM(DiscontinuousInductorCurrentMode)或稱“完全能量轉(zhuǎn)換“:ton全部能量在反激周期(toff)中都轉(zhuǎn)移到輸出端.--5-好好學習，每天向上CCM(ContinuousInductorCurrentMode)或稱“不完全能量轉(zhuǎn)換“:儲存在變壓器中的一局部能量toffton在小信號傳遞函數(shù)方面是極不一樣的,其波形如圖3.實際上,當變換器輸入電壓VIN 在一個較大范圍內(nèi)發(fā)生變化,或是負載電流IL在較大范圍內(nèi)變化時,必定跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在DCM/CCM都能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計上是比較困難的.通常我們可以以DCM/CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計基準.,并配以電流模式掌握PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在CCM時無消退電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)整掌握環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應速度來解決CCM時因傳遞函數(shù)“右半平面零點“引起的不穩(wěn)定.DCMCCM3.--6-好好學習，每天向上3DCM/CCM實際上,當變換器輸入電壓VIN電流ILDCM/CCMDCM/CCM掌握PWM.此法可有效解決DCMCCM電路固有的不穩(wěn)定問題.可用調(diào)整掌握環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)CCM時因傳遞函數(shù)“右半平面零點“引起的不穩(wěn)定.--7-好好學習，每天向上在穩(wěn)定狀態(tài)下,磁通增量ΔΦton“toff“時的變化,否則會造成磁芯飽和.因此,ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必需等于副邊繞組每匝伏特/秒值.3DCMCCM:DCM在Trton期間,整個能量轉(zhuǎn)移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是由于LpIp增加了繞組損耗(windinglose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關(guān)晶體管必需具有高電流承載力量,方能安全工作.在CCMton較高的集電極電流值.因此導致開關(guān)晶體高功率的消耗.同時為達成CCMLp,在變壓器磁芯中所儲存DCM的.綜上所述,DCMCCM在原邊峰值電流的定義有些區(qū)分(CCM時Ip=Imax-Imin).第三節(jié) FLYBACKTANSFORMERDESIGN--好好學習，每天向上--8一、FLYBACK儲能力量.CCMAIRGAP,使磁化曲線向H軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量.Ve:磁芯和氣隙的有效體積.orP=1/2Lp(Imax2-Imin2)ImaxImin——為導通周期末,始端相應的電流值.由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的效果與AIRGAP4.在溝通電流下氣隙對ΔBacΔHacCORE在直流電流下氣隙的參加可使COREHDCBDC磁芯飽和,這對能量的儲存與傳遞都是有利的.當反激變壓器工作于CCM外加的伏秒值,匝數(shù)和磁芯面積打算了BΔBac值;直流的平均電流值,匝數(shù)和磁路長度打算了HHDC值的位置.ΔBac應了ΔHacΔHac就大.如此,就必需有足夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分.圖4 有無氣隙時返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路傳輸功率.CORE率),外表的熱幅射,允許溫升,工作環(huán)境等的不特定性,設(shè)計時不行把傳輸功率與變壓器大小簡潔的作聯(lián)系,應視特定要求作決策.因此用面積AP值通常只作一種參考.有閱歷之設(shè)計者通?？山Y(jié)合CORE原,副邊繞組每匝伏數(shù)應保持一樣.設(shè)計時往往會遇到副邊匝數(shù)需由計算所得分數(shù)匝取整,而導致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù).如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊,為使其到達平衡就必需減小ton--好好學習，每天向上--10時間,用較長的時間來傳輸電能到輸出端.即要求導通占空比DDCM模式.但在此需留意:假設(shè)Lp小,ton50%),很可能在“導通“完畢時,電流上升值不大,消滅電路沒有力量去傳遞所需功率的現(xiàn)象.這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功率限制之故.可通過增加AIRGAPLp,使自我限制作用不會產(chǎn)生來解決此問題.電感值Lp.電感Lp在變壓器設(shè)計初期不作重點考量.由于Lp影響開關(guān)電源的工作方式.故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整.LpLp要求以CCM方式工作,則剛巧適宜.而假設(shè)需以DCMAIRGAPLp離設(shè)計.在實際設(shè)計中通過調(diào)整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM/CCM).假設(shè)工作于DCMTrD以及電容C產(chǎn)生最大的銅損(I2R).假設(shè)工作于CCM率低雖然這種狀況下?lián)p耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和.所以設(shè)計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中.只要調(diào)整一個適宜的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現(xiàn)噪音小,效率合理之佳況.磁飽和瞬時效應.VINmaxIominIo供給補充功率.此時,會消滅VINmaxDmax短的時間,變壓器也會消滅飽和,引起電路失控.為抑制此一瞬態(tài)不良效應,可應用下述方法:變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈沖(Dmax)進展設(shè)計.即設(shè)定低的ΔB率降低.--好好學習，每天向上--12例:60wattsADAPTERPOWERMAINX”FMRINPUT:90~264Vac 47~63HZ;OUTPUT:DC19V 0~ ; Vcc=12VDCη≧ ; fs=70KHZ; Dutycylceover50%△t≦40o(外表)@60W; X”FMR限高21mm.CASESurfaceTemperature≦78℃.--好好學習，每天向上--14Note:ConstantVoltage&CurrentDesign (CR6848,CR6850)Step1.選擇COREBADAPTERDESIGN,由于該類型機散熱效果差,應選擇COREBs,低損耗及高μiFerriteCore,以TDK之PC40orPC44為優(yōu)選,比照TDKDATABOOK,可知PC44相關(guān)參數(shù)如下:μi=2400±25% Pvc=300KW/m2 @100KHZ,100℃Bs=390mT Br=60mT @100℃ Tc=215℃X”FMR消滅瞬態(tài)飽和效應,此例以低△B選△B=60%Bm,即△B= *(390-60)=198mT≒TStep2確定CoreSize和Type.1>求coreAP以確定sizeAP=AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)=[(60/+60)*104]/(2**70*103*400*=式中Pt=Po/η+Po傳遞功率;J:電流密度A/cm2(300~500); Ku:繞組系數(shù) ~ 2>外形及規(guī)格確定.外形由外部尺寸,可協(xié)作BOBBIN,EMIAP及外形要求而打算,結(jié)合上述原則,查閱TDKDATABOOK,可知RM10LP32/13EPC30RM10EPC30LP32/13LP32/13PC44,其參數(shù)如下:Ae= mm2 Aw= AL=2630±25% le=AP cm4 Ve4498mm3 Pt=164W(forward)Step3估算臨界電流IOB(DCM/CCMBOUNDARY)IL80Iomax即:IOB=80%*Io(max)=*= AStep4求匝數(shù)比nn=[VIN(min)/(Vo+Vf)]*[Dmax/(1-Dmax)] VIN(min)=90*√2-20=107V=[107/(19+]*[/(1-]= ≒6匝比n可取5或6,在此取6以降低鐵損,但銅損將有所增加.CHECKDmax:Dmax=n(Vo+Vf)/[VINmin+n(Vo+Vf)]=6*(19+/[107+6*(19+]=Step5求CCM/DCMΔISB=2IOB/(1-Dmax)=2*/ =Step6計算次級電感Ls及原邊電感LpLs=(Vo+Vf)(1-Dmax)*Ts/ΔISB=(19+* *(1/70000)/10=Lp=n2Ls=62* = uH≒460CCM,則可增大此值,假設(shè)需DCMStep7求CCMΔispIo(max)=(2ΔIs+ΔISB)*(1-Dmax)/2 ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)-(ΔISB/2)ΔIsp=ΔISB+ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)+(ΔISB/2)= /+ /2=Step8求CCMΔIppΔIpp=ΔIsp/n= /6= AStep9確定Np、Ns1>NpNp=Lp*ΔIpp/(ΔB*Ae)=460*/*= Ts計算結(jié)果為分數(shù)匝,考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整,使變壓器一、二次繞組有一樣的安匝值,故調(diào)整 Np=60Ts OR Np=66Ts考量在設(shè)定匝數(shù)比nPfePcu,在此先選Np60Ts.2>NsNs=Np/n=60/6=10Ts3>Nvcc求每匝伏特數(shù)Va Va=(Vo+Vf)/Ns=(19+/10=V/Ts∴ Nvcc=(Vcc+Vf)/Va=(12+1)/=Step10計算AIRGAPlg=Np2*μo*Ae/Lp=602*4**10-7*/ = mmStep11計算線徑dw1>dwpAwp=Iprms/J Iprms=Po/η/VIN(min)=60/107=Awp= /4 J取4A/mm2 or 5A/mm2= (取Φ*2)2>dwsAws=Io/J= /4(Φmm)量可繞性及趨膚效應,承受多線并繞,單線不應大于Φ,Φ之Aw=,則 (即Ns承受Φ*6)3>dwvcc Awvcc=Iv/J= /44A/mm2設(shè)計時線包過胖,可適當調(diào)整J4>估算銅窗占有率.≧Np*rp*π(1/2dwp)2+Ns*rs*π(1/2dws)2+Nvcc*rv*π(1/2dwv)2≧60*2**2)2+10*6*+2)2+7**2)2≧ + + =* => OKStep12估算損耗、溫升求出各繞組之線長.求出各繞組之RDC和Rac @100℃求各繞組之損耗功率Total如:Np=60Ts, LP32/13BOBBIN繞線平均匝長則INP=60*= cm Ns=10Ts則INS=10*= cmNvcc=7Ts則INvc=7* =查線阻表可知:ΦWIRE RDC=Ω/cm @100℃ΦWIRE RDC= Ω/cm @100℃ΦWIRE RDC= Ω/cm @100℃R@100℃=*R@20℃求副邊各電流值.Io=.副邊平均峰值電流:Ispa=Io/(1-Dmax)= /(1- =副邊直流有效電流:Isrms=√〔(1-Dmax)*I2spa〕=√(1*副邊溝通有效電流:Isac=√(I2srmsIo2)=√=求原邊各電流值:∵ Np*Ip=Ns*Is原邊平均峰值電流:Ippa=Ispa/n= /6=原邊直流有效電流:Iprms=Dmax*Ippa= * 原邊溝通有效電流:Ipac=√D*I2