封面4.7二極管混頻器返回封面4.7二極管混頻器返回引言本頁完引言返回晶體管混頻器的主要優(yōu)點是變頻增益高，但它有如下一些缺點：動態(tài)范圍較小，一般只有幾十毫伏；組合頻率較多，干擾嚴重；噪聲較大；在無高頻功率放大器的接收機中，本振電壓可以通過混頻管極間電容從天線輻射能量，形成干擾，稱為反向幅射。二極管混頻器組成的平衡混頻器和環(huán)形混頻器的優(yōu)缺點正好與上述情況相反。它有組合頻率小，動態(tài)范圍大、噪聲小、本振無反向幅射等優(yōu)點。但變頻增益小于1。引言本頁完引言返回晶體管混頻器的主要優(yōu)點是變頻增益高主頁二極管混頻器主頁1、二極管平衡混頻器2、二極管環(huán)形混頻器(雙平衡混頻器)返回本節(jié)學(xué)習(xí)要點和要求主頁二極管混頻器主頁1、二極管平衡混頻器2、二極管環(huán)形混頻器

因為V0m>Vsm，如圖所示，當V0>0時，D1、D2均導(dǎo)通，產(chǎn)生電流i1和i2。一、二極管平衡混頻器

原理性電路

等效電路一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完原理性電路

由等效圖可以看出，信號vs加在兩個二極上的極性總是一個正向，一個反向。

信號電壓vs=Vsmcosωst+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd++--因為V0m>Vsm，如圖所示，當V0>0時，D1、D

所以本振信號相當于一個開關(guān)信號，令兩個二極管工作在開關(guān)狀態(tài)。開關(guān)頻率為本振信號的頻率ω0/2π。

因為V0m>Vsm，當V0<0時，D1、D2均截止，電路不產(chǎn)生電流。一、二極管平衡混頻器

原理性電路

等效電路一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完等效電路vs/2D1D2v0++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd+---++原理性電路+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2

信號電壓vs=Vsmcosωst

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsm所以本振信號相當于一個開關(guān)信號，令兩個二極管工作在開

分析兩個二極管產(chǎn)生的電流一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完原理性電路

信號電壓vs=Vsmcosωst+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd

產(chǎn)生的電流分別為

開關(guān)頻率ω0/2πi1=

———(—vs+v0)rd+RL112(v0>0)0(v0<0)

———(v0-—vs)rd+RL1120i2=(v0>0)(v0<0)

引入開關(guān)函數(shù)S(t)=1(v0>0)0(v0<0)

引入開關(guān)函數(shù)后，可以簡化兩個電流表達式。分析兩個二極管產(chǎn)生的電流一、二極管平衡混頻器二極管混

引入開關(guān)函數(shù)S(t)一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完原理性電路

信號電壓vs=Vsmcosωst+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd

產(chǎn)生的電流分別為

開關(guān)頻率ω0/2πi1=

———(—vs+v0)rd+RL112(v0>0)0(v0<0)

———(v0-—vs)rd+RL1120i2=(v0>0)(v0<0)

引入開關(guān)函數(shù)S(t)=1(v0>0)0(v0<0)S(t)S(t)引入開關(guān)函數(shù)S(t)一、二極管平衡混頻器二極管混頻器

分析開關(guān)函數(shù)S(t)的意義一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

信號電壓vs=Vsmcosωst等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd

開關(guān)頻率ω0/2π

開關(guān)函數(shù)S(t)=1(v0>0)0(v0<0)i1=

———(—vs+v0)rd+RL112S(t)

———(v0-—vs)rd+RL112i2=S(t)S(t)是一個周期性變化的矩形波，變化的頻率為ω0/2π。f=ω0/2πS(t)1tO

利用傅立葉級數(shù)把S(t)展開得：

開關(guān)函數(shù)其實是由本機振蕩產(chǎn)生的，其頻率與本振頻率相同。S(t)=(1/2)+(2/π)cosω0t

-

(2/3π)cos3ω0t+(2/5π)cos5ω0t+……分析開關(guān)函數(shù)S(t)的意義一、二極管平衡混頻器二極管一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)

信號電壓vs=Vsmcosωst等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrdi1=

———(—vs+v0)rd+RL112S(t)

———(v0-—vs)rd+RL112i2=S(t)S(t)=(1/2)+(2/π)cosω0t

-

(2/3π)cos3ω0t

+(2/5π)cos5ω0t+……一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)信號電壓

二極管平衡混頻器輸出總電流一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

信號電壓vs=Vsmcosωst等效電路

本振電壓v0=V0mcosω0t

其中的條件為V0m>Vsmvs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrdi1=

———(—vs+v0)rd+RL112S(t)

———(v0-—vs)rd+RL112i2=S(t)

i=i1-i2=———vsS(t)1rd+RL+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2i1i2i

i應(yīng)與(i1-i2)成比例，為簡化運算，設(shè)比例系數(shù)為1。

i1和i2經(jīng)變壓器Tr2相互感應(yīng)后輸出的總電流i為S(t)=(1/2)+(2/π)cosω0t

-

(2/3π)cos3ω0t

+(2/5π)cos5ω0t+……二極管平衡混頻器輸出總電流一、二極管平衡混頻器二極管等效電路vs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd

二極管平衡混頻器生成的新頻率成分一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

信號電壓vs=Vsmcosωst

本振電壓v0=V0mcosω0t(1/2)+(2/π)cosω0t-(2/3π)cos3ω0t+(2/5π)cos5ω0t+…

i1和i2經(jīng)變壓器Tr2相互感應(yīng)后輸出的總電流i為

i=i1-i2=———vsS(t)1rd+RLi=——————————————————————·rd+RLS(t)=(1/2)+(2/π)cosω0t

-

(2/3π)cos3ω0t

+(2/5π)cos5ω0t+……Vsmcosωst

把上式中的cosωst與cosω0t、cos3ω0t、cos5ω0t…各項相乘后再展開整理，可得出總電流中生成了新的頻率分量，分別為

ωs，ω0

ωs，3ω0

ωs，5ω0

ωs，……=———S(t)Vsmcosωst1rd+RL

由結(jié)果知，二極管混頻器亦能生成差頻，再通過濾波電路可將其取出。等效電路vs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi

二極管平衡混頻器的好處一、二極管平衡混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完等效電路vs/2D1D2v0-+++--vs/2RLRLvi/2vi/2++--i1i2rdrd+vs--+v0vi晶體管混頻器二極管平衡混頻器產(chǎn)生的頻率：晶體管混頻器產(chǎn)生的頻率：ω0、2ω0、3ω0、…、ωs、ω0

ωs、2ω0

ωs、3ω0

ωs…ωs、ω0

ωs、3ω0

ωs、5ω0

ωs…

二者相比較可知，二極管平衡混頻器輸出電流中頻率的組合分量大為減少。同時可以看出，二極管平衡混頻器輸出電流中沒有了ω0，說明本振器無反向輻射。二極管平衡混頻器的好處一、二極管平衡混頻器二極管混頻二、二極管環(huán)形混頻器

二極管環(huán)形混頻器原理圖

兩種二極管混頻器的區(qū)別二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

二極管環(huán)形混頻器就是在二極管平衡混頻器的基礎(chǔ)上增加了兩個反向連接的二極管。在分析過程中可以利用二極管平衡混頻器的結(jié)論。

在二極管平衡混頻器輸出的信號中，仍包含有ωs這個頻率，ωs與(ω0-ωs)比較接近，容易對(ω0-ωs)產(chǎn)生干擾，為了消除ωs，可使用二極管環(huán)形混頻器。+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2D3D4vs/2vs/2vi—2vi—2++++----

環(huán)形混頻器電原理圖

二極管環(huán)形混頻器與二極管平衡混頻器的區(qū)別為：v0>0時，D1、D3導(dǎo)通，D2、D4截止；二、二極管環(huán)形混頻器

二極管環(huán)形混頻器原理圖

vo>0時D1D3導(dǎo)通，D2D4截止分析二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

二極管環(huán)形混頻器就是在二極管平衡混頻器的基礎(chǔ)上增加了兩個反向連接的二極管。在分析過程中可以利用二極管平衡混頻器的結(jié)論。+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2D3D4

環(huán)形混頻器電原理圖

二極管環(huán)形混頻器與二極管平衡混頻器的區(qū)別為：v0>0時，D1、D3導(dǎo)通，D2、D4截止；++----++--

在二極管平衡混頻器的輸出信號中，仍包含有ωs這個頻率，ωs與(ω0-ωs)比較接近，容易對(ω0-ωs)產(chǎn)生干擾，為了消除ωs，可使用二極管環(huán)形混頻器。++vo>0時D1D3導(dǎo)通，D2D4截止分析二、二極管

vo<0時D1D3截止，D2D4導(dǎo)通分析二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

二極管環(huán)形混頻器就是在二極管平衡混頻器的基礎(chǔ)上增加了兩個反向連接的二極管。在分析過程中可以利用二極管平衡混頻器的結(jié)論。+vs-Tr1D1D2v0+-Tr2D3D4

環(huán)形混頻器電原理圖

二極管環(huán)形混頻器與二極管平衡混頻器的區(qū)別為：v0>0時，D1、D3導(dǎo)通，D2、D4截止；v0<0時，D1、D3截止，D2、D4導(dǎo)通。

區(qū)別：即在本振電壓v0的正、負半周中，都有二極管導(dǎo)通，都產(chǎn)生電流。----+++--++

在二極管平衡混頻器的輸出信號中，仍包含有ωs這個頻率，ωs與(ω0-ωs)比較接近，容易對(ω0-ωs)產(chǎn)生干擾，為了消除ωs，可使用二極管環(huán)形混頻器。+vo<0時D1D3截止，D2D4導(dǎo)通分析二、二極管(1)vo>0時二極管環(huán)形混頻器的電流二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完+vs-Tr1D1D2v0-+Tr2D3D4vs/2vs/2vi—2vi—2++++----

(1)v0>0時，D1、D3導(dǎo)通，D2、D4截止時。

電路即前面所述的二極管平衡混頻器，輸出電流i’為

i’=i1-i3=———vsS(t)1rd+RLi1i3(1)vo>0時二極管環(huán)形混頻器的電流二、二極管環(huán)形混頻器二(2)vo<0時二極管環(huán)形混頻器的電流二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完

(1)v0>0時，D1、D3導(dǎo)通，D2、D4截止時。+vs-Tr1D2v0Tr2D4vs/2vs/2vi—2vi—2++++-----i2i4+

(2)v0<0時，D2、D4導(dǎo)通，D1、D3截止時。

電路本質(zhì)上仍是前面所述的二極管平衡混頻器，只是v0反相時開關(guān)函數(shù)的導(dǎo)通時間移相了半個周期(T/2)，令其為S*(t)

。輸出電流i”為

i”=i4-i2=———vsS*(t)-1rd+RL

電路即前面所述的二極管平衡混頻器，輸出電流i’為

i’=i1-i3=———vsS(t)1rd+RL其中開關(guān)函數(shù)

S*(t)=S(t+T/2)同樣利用傅立葉級數(shù)展開得S*(t)=(1/2)-(2/π)cosω0t

+(2/3π)cos3ω0t+……

總電流i為i’和i”之和(與全波整流相似)

i=i’+i”

=———vs[S(t)-S*(t)]1rd+RL開關(guān)函數(shù)S*(t)=1(v0<0)0(v0>0)(2)vo<0時二極管環(huán)形混頻器的電流二、二極管環(huán)形混頻器二二極管環(huán)形混頻器電流頻率分析二、二極管環(huán)形混頻器二極管混頻器繼續(xù)本頁完+vs-Tr1D2v0Tr2D4vs/2vs/2vi—2vi—2++++-----i2i