基于功率預(yù)測(cè)控制的單相并網(wǎng)變換器研究

0比例諧振控制近年來(lái)，可支配能源在世界迅速發(fā)展。例如，照明設(shè)備和風(fēng)能發(fā)電等年增長(zhǎng)率超過(guò)20%?？芍淠茉匆殉蔀榇龠M(jìn)能源多元化、應(yīng)對(duì)氣候變化、實(shí)現(xiàn)社會(huì)可持續(xù)發(fā)展的重要替代能源。電力電子變換器作為可再生能源與電網(wǎng)的接口是不可或缺的。單相電壓型變換器廣泛用于小功率的可再生能源并網(wǎng)發(fā)電中。控制方案有比例諧振控制、重復(fù)控制、矢量控制等。比例諧振控制是在靜止坐標(biāo)系下的控制方法,比例諧振控制器在電網(wǎng)基頻處具有非常高的增益,因此其可以穩(wěn)態(tài)無(wú)靜差的跟蹤工頻交流信號(hào),但是其對(duì)參數(shù)變化敏感,對(duì)階躍響應(yīng)衰減很快。重復(fù)控制是基于內(nèi)模原理的控制技術(shù),由于重復(fù)控制動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢,通常與無(wú)差拍控制、比例積分控制等算法結(jié)合,可以提高其動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度,但是電流環(huán)重復(fù)控制器的引入,對(duì)電流環(huán)的動(dòng)態(tài)性能會(huì)產(chǎn)生不利影響。矢量控制(vectorcontrol,VC)基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系將交流基波信號(hào)轉(zhuǎn)換為直流信號(hào),采用PI控制器分別控制有功電流分量和無(wú)功電流分量,實(shí)現(xiàn)對(duì)基波信號(hào)的零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤,但是需要整定PI控制器參數(shù),控制過(guò)程調(diào)節(jié)時(shí)間較長(zhǎng)。由于單相系統(tǒng)只有一個(gè)電壓、電流,無(wú)法直接應(yīng)用瞬時(shí)功率理論,本文通過(guò)構(gòu)造虛擬的電壓、電流形成靜止坐標(biāo)系下的兩相系統(tǒng),并且推出兩相系統(tǒng)的平均功率與實(shí)際功率的關(guān)系,通過(guò)控制兩相系統(tǒng)的平均功率去控制實(shí)際功率,在此基礎(chǔ)上提出一種功率預(yù)測(cè)控制策略,該策略采用預(yù)測(cè)算法和功率模型,得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓控制信號(hào),用其中的真實(shí)分量產(chǎn)生觸發(fā)脈沖控制變換器。1um、im1單相電壓型并網(wǎng)變換器的拓?fù)淙鐖D1所示,變換器通過(guò)濾波電感L與電網(wǎng)相連。由圖1,令式中:Um、Im1分別為電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流基波分量的峰值;ω為電網(wǎng)角頻率;φ1為基波功率因數(shù)角。根據(jù)單相功率的定義,并網(wǎng)變換器的有功和無(wú)功功率可寫(xiě)為2虛擬兩相坐標(biāo)系中的即時(shí)功率2.1虛擬量的構(gòu)造在三相并網(wǎng)系統(tǒng)中,廣泛地應(yīng)用瞬時(shí)功率理論控制系統(tǒng)的有功功率和無(wú)功功率。在單相并網(wǎng)系統(tǒng)中只有一個(gè)電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流,無(wú)法直接應(yīng)用瞬時(shí)功率理論去求得系統(tǒng)的瞬時(shí)有功和無(wú)功分量,要在單相并網(wǎng)系統(tǒng)中應(yīng)用瞬時(shí)功率理論必須構(gòu)造(或稱虛擬)一個(gè)與電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流正交的電壓和電流分量。構(gòu)造的虛擬電壓和虛擬電流分別滯后電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流90°。構(gòu)造虛擬量的方法有:對(duì)電壓和電流量直接滯后90°;希爾伯特變換;反Park變換;二階廣義積分(SOGI)。直接滯后的方法最簡(jiǎn)單,但是當(dāng)真實(shí)量突變時(shí),虛擬量會(huì)在工頻周期后重復(fù)上述過(guò)程,系統(tǒng)穩(wěn)定性較差;希爾伯特變換中存在卷積,實(shí)際中該卷積無(wú)法以其當(dāng)前形式予以實(shí)現(xiàn),實(shí)際效果并不理想;反Park變換結(jié)構(gòu)較復(fù)雜,運(yùn)算量大。二階廣義積分的優(yōu)點(diǎn)是可以對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行一定的濾波,進(jìn)而可以改善輸入信號(hào)畸變的情況且結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單。鑒于此,本文采用二階廣義積分構(gòu)造虛擬電壓、電流。二階廣義積分構(gòu)造虛擬電壓的結(jié)構(gòu)如圖2所示(圖中以虛擬電壓為例,虛擬電流同理)。圖2中,k表示阻尼系數(shù)(選擇合適的阻尼系數(shù)可以對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行濾波);ω為電網(wǎng)電壓角頻率;u表示輸入電壓;uα表示與u同相位的電壓;uβ表示滯后uα90°的電壓。因此,若u為電網(wǎng)電壓,則得正交電壓量uα、uβ。同理,得正交電流量iα、iβ。文中下標(biāo)為α的量表示真實(shí)量,下標(biāo)為β的量表示虛擬量。根據(jù)圖2,二階廣義積分的傳遞函數(shù)為式中iαn和iβn表示n次諧波電流。2.2兩相系統(tǒng)中p、q對(duì)系統(tǒng)平均功率的測(cè)試根據(jù)瞬時(shí)功率理論,在αβ坐標(biāo)系下的有功和無(wú)功功率為由式(3)~式(5)經(jīng)過(guò)化簡(jiǎn)可得令p珋和q珋分別表示p和q的平均值,則可以通過(guò)對(duì)p、q低通濾波得到。式(8)說(shuō)明了在兩相坐標(biāo)系下的平均功率是實(shí)際功率的兩倍。因此可以通過(guò)控制兩相坐標(biāo)系下的平均功率去控制實(shí)際變換器的功率。3svpwm脈沖預(yù)測(cè)模型控制策略在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期通過(guò)功率預(yù)測(cè)模型確定變換器的控制電壓,應(yīng)用這個(gè)控制電壓使變換器在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期輸出的功率誤差為零。因此,在每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期都要預(yù)測(cè)下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的有功功率和無(wú)功功率。忽略濾波電感的寄生電阻,單相并網(wǎng)變換器在靜止αβ坐標(biāo)系下的動(dòng)態(tài)方程為式中:ugα、ugβ、ucα、ucβ、iα、iβ分別表示電網(wǎng)電壓和變換器交流側(cè)電壓、并網(wǎng)電流的αβ分量;L為濾波電感。從兩相靜止αβ坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系得其中旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)頻率為電網(wǎng)角頻率ω。將電網(wǎng)電壓定向到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸上,所以u(píng)gq=0。上式變?yōu)楫?dāng)采樣周期為Ts,將式(11)離散化得整理得其中k表示本次采樣時(shí)刻,k+1表示下一次采樣時(shí)刻。在按電網(wǎng)電壓定向的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率為由于實(shí)際采樣頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)電壓頻率,所以在采樣區(qū)間內(nèi)可認(rèn)為電網(wǎng)電壓沒(méi)有改變。離散后的有功功率和無(wú)功功率為將式(12)代入式(14)中得為了實(shí)現(xiàn)功率預(yù)測(cè)控制的目的,則式中p*(k)、q*(k)分別表示第k個(gè)采樣周期有功和無(wú)功功率的給定值。將式(16)代入式(15),可得式中ep(k)=p*(k)-p(k),eq(k)=q*(k)-q(k)。計(jì)算出變換器在dq坐標(biāo)系下的控制電壓ucd(k)和ucq(k),將其經(jīng)過(guò)反旋轉(zhuǎn)變換到αβ坐標(biāo)系下,得到ucα(k)和ucβ(k)。由于真實(shí)控制的是單相系統(tǒng),其中虛擬的控制電壓ucβ(k)需要舍棄,真實(shí)的控制電壓ucα(k)用來(lái)產(chǎn)生單相SVPWM脈沖。功率預(yù)測(cè)控制框圖如圖3所示。圖3中,PLL表示軟件鎖相環(huán),實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓相位的實(shí)時(shí)跟蹤。4svpwm的基本原理由圖1知,單相變換器開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)通斷產(chǎn)生4種離散的輸出線電壓基本矢量,見(jiàn)表1,表中uab為逆變器輸出端電壓;Si表示開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)狀態(tài),0表示關(guān)斷;1表示開(kāi)通。4個(gè)電壓空間矢量其中有2個(gè)電壓零矢量(u0和u3);2個(gè)非零矢量(u1和u2),幅值相等,相位相反。它們?cè)谄矫嫔系姆植既鐖D4所示。按空間矢量的平行四邊形合成法則,用相鄰的2個(gè)有效工作矢量合成期望的輸出矢量,這就是SVPWM的基本思想。單相并網(wǎng)變換器利用表1中的4個(gè)電壓矢量來(lái)線性擬合期望輸出的電壓矢量。設(shè)Ts為開(kāi)關(guān)周期,T1為當(dāng)前有效電壓矢量作用時(shí)間,T0為零矢量作用時(shí)間,根據(jù)伏秒平衡原理可得式中為期望輸出的電壓矢量(圖4中得到的真實(shí)控制電壓信號(hào)),ux為變換器輸出兩個(gè)非零矢量u1或u2?；?jiǎn)得同理,當(dāng)π≤ωt≤2π時(shí),ux=u1,得通過(guò)式(20)、式(21)可以計(jì)算出有效矢量和零矢量作用時(shí)間。5單相電壓型變換器的動(dòng)態(tài)特性為了驗(yàn)證功率預(yù)測(cè)控制(PPC)算法的控制性能,本文搭建了一個(gè)1kW的單相并網(wǎng)系統(tǒng),控制系統(tǒng)由英飛凌公司16位微控制器XC2785實(shí)現(xiàn),D/A轉(zhuǎn)換芯片采用DAC8565。有功功率和無(wú)功功率的給定通過(guò)CAN通信由上位機(jī)給定。實(shí)驗(yàn)的電氣與控制參數(shù):電源電壓有效值140V,頻率50Hz;濾波電感L=4.8mH;直流母線電壓300V;采樣頻率與開(kāi)關(guān)頻率為10kHz。圖5為電網(wǎng)電壓和由二階廣義積分得到的虛擬電壓波形(由D/A輸出),從圖中看出虛擬電壓滯后電網(wǎng)電壓90°。圖6為按電網(wǎng)電壓定向鎖相環(huán)實(shí)驗(yàn)波形(由D/A輸出),從圖中看出所用的鎖相環(huán)可以實(shí)時(shí)、準(zhǔn)確的跟蹤電網(wǎng)電壓的相位。圖7為有功功率給定1kW,無(wú)功功率給定為0時(shí)電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形,可以看出電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流同相位,PPC實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)為1的逆變。圖8為有功功率給定800W,無(wú)功功率給定為400Var時(shí)電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形,并網(wǎng)電流滯后電網(wǎng)電壓,PPC實(shí)現(xiàn)了無(wú)功補(bǔ)償(以圖1的電流為參考方向)。圖9為有功功率給定800W,無(wú)功功率給定為-400Var時(shí)電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形,并網(wǎng)電流超前電網(wǎng)電壓。由圖7~圖9可知,PPC能夠?qū)崿F(xiàn)并網(wǎng)功率因數(shù)的調(diào)節(jié)。對(duì)功率預(yù)測(cè)控制(PPC)的有功功率給定階躍變化做動(dòng)態(tài)性能實(shí)驗(yàn)。為了進(jìn)行比較,對(duì)矢量控制(VC)的有功功率響應(yīng)也做了實(shí)驗(yàn)。單相電壓型變換器的矢量控制框圖如圖10所示。圖11(a)、圖11(b)分別為VC與PPC的有功功率給定和反饋波形(由D/A輸出)。開(kāi)始有功功率給定為800W,穩(wěn)定運(yùn)行后,有功功率給定突變?yōu)?000W,圖中橫軸時(shí)間單位是2ms。從圖中可以看出,VC的階躍響應(yīng)時(shí)間為6個(gè)開(kāi)關(guān)周期,PPC的響應(yīng)時(shí)間僅為3個(gè)開(kāi)關(guān)周期,顯示PPC對(duì)功率的快速跟蹤能力。對(duì)單相并網(wǎng)變換器在功率預(yù)測(cè)控制下的有功功率和無(wú)功功率動(dòng)態(tài)解耦性能進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。為了進(jìn)行比較,對(duì)矢量控制的解耦性能也做了實(shí)驗(yàn)。圖12(a)、圖12(b)分別為VC與PPC有功、無(wú)功動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形(由D/A輸出)。圖12中,有功功率給定700W,無(wú)功功率給定為零,穩(wěn)定運(yùn)行后,有功功率給定保持不變,無(wú)功功率給定突變?yōu)?00Var。從圖中看出,PPC的動(dòng)態(tài)解耦性能優(yōu)于VC,實(shí)現(xiàn)了有功功率和無(wú)功功率的解耦控制。6功率預(yù)測(cè)控制策略驗(yàn)證建立了單相電壓源并網(wǎng)變換器在αβ坐標(biāo)系下的瞬時(shí)功率模型,在該模型基礎(chǔ)上提出了功率預(yù)測(cè)控制策略,從其控制框圖可以看出,控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)頻率固定、無(wú)需整定控制器參數(shù)。將功率預(yù)測(cè)控制策略應(yīng)用于搭建的樣機(jī)