小信號調(diào)諧放大器

小信號調(diào)諧放大器是一種窄帶的選頻放大器，是無線電接收設(shè)備的主要部件。通常是指接收機中混頻前的高頻放大器和混頻后的中頻放大器。1.1概述窄帶：通頻帶在幾千赫到幾十兆赫之間。關(guān)于窄帶的解釋：

窄帶放大器高頻放大器與低頻（音頻）放大器的主要區(qū)別1、工作頻率范圍和所需通過的頻帶寬度有所不同，所以采用的負(fù)載也不相同。低頻放大器的工作頻率低，但整個工作頻帶寬度很寬，例如20一20000Hz，高低頻率的極限相差達(dá)1000倍，所以它們都是采用無調(diào)諧負(fù)載，例如電阻、有鐵心的變壓器等。高頻放大器的中心頻率一般在幾百千赫至幾百兆赫，但所需通過的頻率范圍（頻帶）和中心頻率相比往往是很小的，或者只工作于某一頻率2、另外，在同一信道中，可能同時存在許多偏離有用信號頻率的各種干擾信號，因此高頻小信號放大器除有放大功能外，還必須具有選頻的功能，因此，高頻小信號放大器是集放大、選頻于一體的電路，其電路模型必然由有源放大器件和無源選頻網(wǎng)絡(luò)所組成，因此高頻放大器又叫做諧振放大器（resonantamplifier），即用諧振選頻回路作負(fù)載的放大器。resonantamplifiergain返回passbandbandwidth3選擇性：selectivity4穩(wěn)定性

電路穩(wěn)定是放大器正常工作的必要條件。在后面章節(jié)中將會討論。主要是溫度變化引起的。

由上可見，高頻小信號放大器的組成必須有兩個核心：放大和選頻。stabilityResonantcircuit返回2并聯(lián)諧振回路的諧振曲線和通頻帶：右圖是回路阻抗的幅頻特性和相頻特性注意:諧振時阻抗為純阻,且為最大值.這意味著并聯(lián)諧振回路的輸出電壓此時也為最大值.當(dāng)相對增益下降到0.707時對應(yīng)兩個頻率之間隔為通頻帶.而又等于

例1-1(P10)提問：小信號調(diào)諧放大器是什么設(shè)備的主要組成部分，具體講是哪兩類高頻放大器？高頻小信號調(diào)諧放大器的特點？放大器的四個重要指標(biāo)？放大器的通頻帶和矩形系數(shù)是何概念？回憶一下Q值的計算:可見,在諧振時如果Rp,r,L,C的值改變的話會影響到Q值.當(dāng)L和C不變時,Q值高就意味著Rp值大,輸出電壓也就高,也即選擇性就好.但空載時的阻抗和接外電路及信號源時的阻抗是不同的,所以就存在一個有載Q值.

例1例2例3由信號源內(nèi)阻與電流源對諧振回路采用的自耦變壓器式耦合電路及折合等效電路,可直接寫出電路參數(shù)為問題:簡單并聯(lián)諧振回路諧振的條件諧振時回路呈現(xiàn)什么阻抗特性,此時電路兩端的輸出電壓是最大值還是最小值有載Q與無載Q的概念簡單并聯(lián)諧振回路與外電路相聯(lián)接時為何要進(jìn)行阻抗變換返回截止頻率特征頻率問題:

耦合諧振回路的結(jié)構(gòu)、特點在Q值相同的情況下，時的通頻帶是單回路的多少倍，矩形系數(shù)又怎樣。分析高頻小信號放大器我們引入了哪兩種等效電路截止頻率與特征頻率返回2、性能指標(biāo)1）電壓增益2）功率增益3）放大器的通頻帶4）相對增益（選擇性）P23例1-31.3.4多級單調(diào)諧放大器

當(dāng)一級的增益不能滿足時,常采用多級放大器.由多級單調(diào)諧放大器級聯(lián)而成,且都調(diào)諧于同一頻率上,稱為同步調(diào)諧.1.電壓增益大了,但通頻帶小了.2.矩形系數(shù)隨級數(shù)增加而減小.3.增益帶寬積仍是一個常數(shù).

適用于:通頻帶較窄,增益要求不太高的場合.1.3.5雙回路調(diào)諧放大器1.單級雙回路調(diào)諧放大器1.3.6參差調(diào)諧放大器1.3.7調(diào)諧放大器的穩(wěn)定性中和法失配法小信號集中選頻放大器，

集中選頻放大器的優(yōu)點：（1）將選擇性回路集中在一起，有利于微型化。（2）穩(wěn)定性好。（3）電性能好。（4）放大器指標(biāo)容易控制。（5）便于大量生產(chǎn)。返回

電路的噪聲3.1放大電路噪聲的來源和特點3.1.1干擾與噪聲所謂干擾,是除有用信號以外的一切不需要的信號及各種電磁騷動的總稱。所謂（或噪聲）,是指系統(tǒng)產(chǎn)生的非的一切不需要的信號及各種電磁騷動的總稱。

3.1.2電子噪聲的來源與特性1.電阻熱噪聲噪聲電壓un(t)是隨機變化的，其波形如圖2-1所示。1實踐和理論分析,它們的規(guī)律性可以用概率特性和功率譜密度來描述。如電阻熱噪聲電壓un(t)具有很寬的頻譜，各個頻率分量是相等的,如圖2-2所示：

圖2-2電阻熱噪聲噪聲電壓un(t)的統(tǒng)計平均值為零。un(t)平方后再取其平均值，稱為噪聲電壓的方均值，即

(2-1)噪聲電壓作用于1Ω電阻上的平均功率為(2-2)若以S(f)df表示頻率在f與f+df之間的平均功率,則總的平均功率為式中,S(f)稱為噪聲功率譜密度,單位為W/HZ。因此,電阻熱噪聲可以用功率譜的形式來表征。即熱噪聲的頻譜在極寬的頻帶內(nèi)具有均勻的

功率譜密度。熱運動理論和實踐證明,電阻熱噪聲功率譜密度為

S(f)=4kTR(2-5)

式中,k=1.38×10-23J/K為波爾茲曼常數(shù);T為電阻的絕對溫度值(K)。因為功率譜密度表示單位頻帶內(nèi)的噪聲電壓方均值,故噪聲電壓的方均值為或表示為噪聲電流的方均值(2-6)(2-7)圖2—3電阻熱噪聲等效電路（2—2）（2—3）2電阻熱噪聲等效電路如圖2–3所示3.晶體三極管的噪聲

1)散彈（粒）噪聲

2)分配噪聲

3)閃爍噪聲3.場效應(yīng)管噪聲

3.2電路噪聲的計算2)線性電路中的熱噪聲（2—4）(2—5)圖2—3熱噪聲通過線路電路的模型

圖2——4并聯(lián)回路的熱噪聲(2—6)

并聯(lián)回路可以等效為Re+jXe（圖2—33（c））,現(xiàn)在看上述輸出噪聲譜密度與Re、Xe的關(guān)系。展開化簡后得與式(2—55)對比,可得(2—7)(2—8)

根據(jù)式(2—55)與式(2—56)可以求出輸出端的均方噪聲電壓為3)噪聲帶寬圖2—32是一線性系統(tǒng),其電壓傳輸函數(shù)為H(jω)。設(shè)輸入一電阻熱噪聲,均方電壓譜為SUi=4kTR,輸出均方電壓譜為SUo,則輸出均方電壓E2n2為

設(shè)|H(jω)|的最大值為H0,則可定義一等效噪聲帶寬Bn,

令（2—9）

則等效噪聲帶寬Bn為（2—10）

圖2—33的單振蕩回路為例,計算其等效噪聲帶寬。設(shè)回路為高Q電路,設(shè)諧振頻率為f0，由前面分析,再考慮到高Q條件,此回路的|H(jω)|2可近似為式中,Δf為相對于f0的頻偏,由此可得等效噪聲帶寬為

3.3噪聲系數(shù)

3.3.1基本概念1信號功率(Signal)信號能量大??；2噪聲功率(Noice)噪聲能量大小；3信號噪聲功率比：用以衡量信號的質(zhì)量；

3.3.2噪聲系數(shù)的定義

噪聲系數(shù)的定義是放大電路輸入端信號噪聲功率比Psi/Pni與輸出端信號噪聲功率比Pso/Pno的比值。用NF表示。

(2-15)

（2—16）

如果放大電路是理想無噪聲的線性網(wǎng)絡(luò)。輸出端的信噪比與輸入端的信噪比相同,噪聲系數(shù)NF=1。若放大電路本身有噪聲,則輸出端的信噪比低,即NF>1。噪聲系數(shù)表示通過放大器后,信噪比變壞的程度。

是衡量放大電路噪聲性能好壞的物理量。用分貝數(shù)表示。式(2-15)是噪聲系數(shù)的基本定義。將它作適當(dāng)?shù)淖儞Q,可有另一種表示形式（2—17）（式中,AP=Pso/Psi為放大電路的功率增益。)

ApPni表示放大電路輸入的噪聲功率通過電路放大后在輸出端所產(chǎn)生的噪聲功率,用pno1表示。則式。(2-17)可寫成

(2-18)上式表明,噪聲系數(shù)NF僅與放大電路輸出端總的噪聲功率Pno和放大電路輸入的噪聲功率通過放大電路放大后在輸出端所產(chǎn)生的噪聲功率Pno1有關(guān),而與輸入信號大小無關(guān)。

3.3.3噪聲系數(shù)的表示實際上,放大電路的輸出噪聲功率Pno是由兩部分組成的,一部分是Pno1=ApPni,另一部分是放大電路本身產(chǎn)生的噪聲在輸出端呈現(xiàn)的噪聲功率Pno2。即Pno=Pno1+Pno2所以,噪聲系數(shù)又可寫成可以看出噪聲系數(shù)與放大電路內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲有關(guān)。

噪聲系數(shù)的概念適用于線性電路,對非線性電路,信號與噪聲、噪聲與噪聲之間會相互作用。即使電路本身不產(chǎn)生噪聲,輸出端的信噪比也和輸入端的不同。

3.3.4噪聲性能的另一表示

噪聲系數(shù)的定義是放大電路輸入端信噪比Psi/Pni與輸出端信噪比Pso/Pno的比值信號輸入功率與信號源內(nèi)阻Rs與放大電路的輸入電阻Ri有關(guān);但輸入端信噪比Psi/Pni卻與信號源內(nèi)阻Rs與放大電路的輸入電阻Ri無關(guān);信號輸出功率與信號源內(nèi)阻Rs與放大電路的輸入電阻Ri有關(guān);但輸出端信噪比Psi/Pni卻與信號源內(nèi)阻Rs與放大電路的輸入電阻Ri無關(guān);噪聲系數(shù)的的計算可假設(shè)放大電路處于任何狀態(tài),只要計算簡便;可以假設(shè)放大電路輸入與輸出均處于匹配狀態(tài).當(dāng)信號源內(nèi)阻Rs與放大電路的輸入電阻Ri相等時,信號源有最大功率輸出。這個最大功率稱為信號額定輸入功率。其值為。而額定輸入噪聲功率為同理,對輸出端來說,當(dāng)放大電路的輸出電阻RO與負(fù)載電阻RL相等時,輸出端匹配。輸出端的額定信號功率為Pso和額定噪聲功率為Pno。

額定功率增益是指放大電路的輸入和輸出都匹配時(即RS=Ri,R0=RL時)的功率增益,這是噪聲系數(shù)的又一種表示形式。

3.3.5噪聲溫度

噪聲溫度是用來表征放大電路內(nèi)部噪聲的一種形式。噪聲溫度的概念是,把放大電路的內(nèi)部噪聲看作是由信號源內(nèi)阻Rs在溫度為Ti時所產(chǎn)生的噪聲。也就是說,在放大電路的輸入端,虛設(shè)一個噪聲源u2ni=4kTiRsΔfn。它經(jīng)過放大電路放大后,在輸出端得到的額定輸出噪聲功率正好等于放大電路內(nèi)部噪聲在輸出端得到的額定輸出噪聲功率其中Ti叫做等效噪聲溫度,簡稱噪聲溫度。（2—19）

式表示為式中,T為室溫,可認(rèn)為T=290K。Ti為放大電路的等效噪聲溫度。式(2-19)常用來計算放大電路的噪聲系數(shù)與噪聲溫度之間的轉(zhuǎn)換。例如,兩個放大器,一個噪聲系數(shù)NF=1.12,對應(yīng)的Ti=35K;另一個噪聲系數(shù)NF=1.21,對應(yīng)的Ti=61K。從噪聲系數(shù)上看,兩放大器差別很小,但從噪聲溫度上看,兩者相差很大。因此,在噪聲很低的場合,用噪聲溫度表示,能更清楚地顯示出放大電路的噪聲性能。

3.3.6多級放大器的噪聲系數(shù)

(1)先討論兩級放大器的總噪聲系數(shù)。

兩級放大器如圖2-6所示。每一級的額定功率增益和噪聲系數(shù)分別為APH1、NF1和APH2、NF2,通帶均為Δfn。第一級放大器的額定輸出噪聲功率為同理,第二級放大器的額定輸出噪聲功率也是由兩部分組成。一部分是第一級放大器輸出的額定輸出噪聲功率經(jīng)第二級放大后的輸出部分;另一部分是第二級放大器本身產(chǎn)生的輸出噪聲功率P2nO2;即這樣,第二級放大器的額定輸出噪聲功率為兩級放大器的總噪聲系數(shù)為由此式可知,多級放大器總的噪聲系數(shù)主要取決于前面兩級。這是因為Ap的乘積很太,后面各級的影響很小。通常,要求第一級的NF1要小而APH1要大。3.3.7無源二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)

無源二端口網(wǎng)絡(luò)廣泛應(yīng)用于各種無線電設(shè)備中。例如接收機的輸入回路、天線至接收機的傳輸線以及LCR濾波器等。它可以是LCR并聯(lián)振蕩回路,也可以是較復(fù)雜的LC濾波器或傳輸線等。設(shè)APH1是該網(wǎng)絡(luò)的額定功率傳輸系數(shù),Rs是信號源內(nèi)阻,是信號源內(nèi)阻熱噪聲電壓的方均值,RL是負(fù)載。它的額定輸出噪聲功率是同樣,由信號源加到網(wǎng)絡(luò)的額定輸入噪聲功率是根據(jù)式（2-17）得上式表明,一個無源二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)NF等于它的額定功率傳輸系數(shù)APH的倒數(shù)。這個結(jié)果對任何無源網(wǎng)絡(luò),不管其內(nèi)部電路如何,都是適用的。3.3.5噪聲系數(shù)的計算方法:

放大電路輸入端的信噪比與輸出端的信噪比與放大電路的輸入電阻Ri和放大電路的輸出電阻Ro的大小無關(guān),為了計算和測量方便,噪聲系數(shù)可在合適的條件下進(jìn)行,方法如下:匹配法:假設(shè)放大電路的輸入和輸出都匹配;負(fù)載開路法;如圖，不考慮RL的噪聲，求電阻Ｒ線性網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)NF。負(fù)載開路法解：應(yīng)用負(fù)載開路法,設(shè)RL開路,則PnoⅠ=4kTRsPnoⅡ=4kTRNF=1+PnoⅡ/PnoⅠ=1+4kTR/4kTRs圖2-8負(fù)載短路法如圖，不考慮RL的噪聲，求電阻Ｒ線性網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)NF。解：應(yīng)用負(fù)載短路法,設(shè)RL短路,則PnoⅠ=4kTGsPnoⅡ=4kTGNF=1+PnoⅡ/PnoⅠ=1+4kTG/4kTGs=1+Rs/R圖2-9

振幅調(diào)制與解調(diào)99*

非線性電路具有頻率變換的功能，即通過非線性器件相乘的作用產(chǎn)生與輸入信號波形的頻譜不同的信號。

當(dāng)頻率變換前后，信號的頻譜結(jié)構(gòu)不變，只是將信號頻譜無失真在頻率軸上搬移，則稱之為線性頻率變換，具有這種特性的電路稱之為頻譜搬移電路。如下圖所示(a)調(diào)幅原理(b)檢波原理

非線性

器

件

主振

帶通

f0,2Fmax

調(diào)制信號

f0

f

f

0

fmax

f0

2f0

f

f0

f

中放來非線性器

件低通Fmax到功放0Fmaxf0fFmaxf12f1f1f

振幅調(diào)制原理*2)從頻譜結(jié)構(gòu)看，上述頻率變換電路都只是對輸入信號頻譜實行橫向搬移而不改變原來的譜結(jié)構(gòu)，因而都屬于所謂的線性頻率變換。1)它們的實現(xiàn)框圖幾乎是相同的，都是利用非線性器件對輸入信號頻譜實行變換以產(chǎn)生新的有用頻率成分后，濾除無用頻率分量。3)頻譜的橫向平移從時域角度看相當(dāng)于輸入信號與一個參考正弦信號相乘，而平移的距離由此參考信號的頻率決定，它們可以用乘法電路實現(xiàn)。(c)混頻原理非線性器

件本振帶通fi,2Fmax高放f0f到中放fi=fO-fSfSffif…fif*概述

調(diào)制是將要傳送的信息裝載到某一高頻振蕩(載頻)信號上去的過程。

按照所采用的載波波形區(qū)分，調(diào)制可分為連續(xù)波(正弦波)調(diào)制和脈沖調(diào)制。

連續(xù)波調(diào)制以單頻正弦波為載波，可用數(shù)學(xué)式表示，受控參數(shù)可以是載波的幅度A，頻率

或相位

。因而有調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)和調(diào)相(PM)三種方式?！?.1調(diào)幅信號的基本特性*

脈沖調(diào)制以矩形脈沖為載波，受控參數(shù)可以是脈沖高度、脈沖重復(fù)頻率、脈沖寬度或脈沖位置。相應(yīng)地，就有脈沖調(diào)幅(PAM，包括脈沖編碼調(diào)制PCM)，脈沖調(diào)頻(PFM)，脈沖調(diào)寬(PWM)和脈沖調(diào)位(PPM)。

本課程只研究各種正弦調(diào)制方法性能和電路。*5.1.1調(diào)幅波的性質(zhì)設(shè)簡諧調(diào)制信號

載波信號1.調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式則調(diào)幅信號的振幅為

通常調(diào)制要傳送的信號波形是比較復(fù)雜的，但無論多么復(fù)雜的信號都可用傅氏級數(shù)分解為若干正弦信號之和。為了分析方便起見，我們一般把調(diào)制信號看成一簡諧信號。*ma

稱為調(diào)幅指數(shù)即調(diào)幅度，是調(diào)幅波的主要參數(shù)之一，它表示載波電壓振幅受調(diào)制信號控制后改變的程度。一般0＜ma≤1。*2.普通調(diào)幅波的波形圖

當(dāng)載波頻率調(diào)制信號頻率

，0＜ma≤1，則可畫出調(diào)制信號和已調(diào)幅波形分別如下圖所示。從圖中可看出調(diào)幅波是一個載波振幅按照調(diào)制信號的大小線性變化的高頻振蕩，其振蕩頻率保持載波頻率不變。**

當(dāng)ma

＝1時，調(diào)幅達(dá)到最大值，稱為百分之百調(diào)幅。若ma>1，AM信號波形某一段時間振幅將為零，稱為過調(diào)制。**3.調(diào)幅信號的頻譜及信號帶寬將調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式展開，可得到**由圖看出調(diào)幅過程實際上是一種頻譜搬移過程，即將調(diào)制信號的頻譜搬移到載波附近，成為對稱排列在載波頻率兩側(cè)的上、下邊頻，幅度均等于*

對于單音信號調(diào)制的已調(diào)幅波，從頻譜圖上可知其占據(jù)的頻帶寬度B=2

或B=2F(

=2

F)，對于多音頻的調(diào)制信號，若其頻率范圍是在Fmin~Fmax之間，則已調(diào)信號的頻帶寬度等于調(diào)制信號最高頻率的兩倍。*4.普通調(diào)幅波的功率關(guān)系將作用在負(fù)載電阻R上載波功率每個邊頻功率(上邊頻或下邊頻)*在調(diào)幅信號一周期內(nèi)，AM信號的平均輸出功率是因為ma≤1，所以邊頻功率之和最多占總輸出功率的1/3。

調(diào)幅波中至少有2/3的功率不含信息，從有效地利用發(fā)射機功率來看，普通調(diào)幅波是很不經(jīng)濟的。*5.1.2抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波與單邊帶調(diào)幅波1.抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波

為了克服普通調(diào)幅波效率低的缺點，提高設(shè)備的功率利用率，可以不發(fā)送載波，而只發(fā)送邊帶信號。

這就是抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波(DSBAM)其數(shù)學(xué)表達(dá)式為其所占據(jù)的頻帶寬度仍為調(diào)制信號頻譜中最高頻率的兩倍，即*2.單邊帶調(diào)幅波

上邊頻與下邊頻的頻譜分量對稱含有相同的信息。也可以只發(fā)送單個邊帶信號，稱之為單邊帶通信(SSB)。其表達(dá)式為：或其頻帶寬度為：*例5-1*問題：傳送無線信號時為何要進(jìn)行調(diào)制？載波的概念？調(diào)制與解調(diào)都是什么變換的過程？需要何種電路才能完成？在模擬連續(xù)波調(diào)制中振幅調(diào)制分為幾種方式？普通調(diào)幅波、DSB、SSB調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式，頻譜及信號帶寬和功率？振幅調(diào)制中調(diào)制系數(shù)的概念？**§5.2低電平調(diào)幅電路

調(diào)幅波的共同之處都是在調(diào)幅前后產(chǎn)生了新的頻率分量，也就是說都需要用非線性器件來完成頻率變換。

高電平調(diào)幅電路

一般置于發(fā)射機的最后一級，是在功率電平較高的情況下進(jìn)行調(diào)制。

低電平調(diào)幅電路

一般置于發(fā)射機的前級，再由線性功率放大器放大已調(diào)幅信號，得到所要求功率的調(diào)幅波。按調(diào)制電路輸出功率的高低可分為：*DSB和SSB信號一般采用低電平調(diào)幅實現(xiàn)，而普通調(diào)幅波采用高電平調(diào)幅實現(xiàn)，高電平調(diào)幅時一般是將調(diào)制和功放合二為一，一級完成。*5.2.1實現(xiàn)調(diào)幅的方法

1雙邊帶調(diào)幅可見，輸出電壓與兩輸入電壓乘積成正比的器件均可實現(xiàn)抑制載波的雙邊帶調(diào)幅波。*用模擬乘法器實現(xiàn)：*單邊帶調(diào)制

1）濾波法2）移相法**相移法是利用移相的方法，消去不需要的邊帶。

圖中兩個平衡調(diào)幅器的調(diào)制信號電壓和載波電壓都是互相移相90°。因此，輸出電壓為*

這種方法原則上能把相距很近的兩個邊頻帶分開，而不需要多次重復(fù)調(diào)制和復(fù)雜的濾波器。

但這種方法要求調(diào)制信號的移相網(wǎng)絡(luò)和載波的移相網(wǎng)絡(luò)在整個頻帶范圍內(nèi)，都要準(zhǔn)確地移相90°。這一點在實際上是很難做到的。*

修正的移相濾波法修正的移相濾波法

這種方法所用的90°移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率，因而克服了實際的移頻網(wǎng)絡(luò)在很寬的音頻范圍內(nèi)不能準(zhǔn)確地移相90°的缺點。

這種方法所需要的移相網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率

1與

2，因此制造和維護都比較簡單。它特別適用于小型輕便設(shè)備，是一種有發(fā)展前途的方法。BM1v1=

vWv￠低通濾波器BM390°移相網(wǎng)絡(luò)v￠=cosw1tBM2低通濾波器BM4v2=

vΩv

￠v=sinw1t音頻振蕩器BM-平衡調(diào)幅器音頻輸入VW(t)=sinWt90°移相網(wǎng)絡(luò)v0￠=cosw1tv0=sinw2t載波振蕩器合并網(wǎng)絡(luò)v3±v4SSB輸出v1=sinWtsinw1tv2=cos(w1–W)tv3=vW×

v3=sinw2tcos(w1-W)tv2=sinWtcosw1tv4=cos(w1–W)tv4=v0￠×v3=sinw2tsin(w1–W)t*3）殘留邊帶調(diào)幅(a)廣播電視臺系統(tǒng)發(fā)端濾波器特性(b)電視接收系統(tǒng)中頻濾波器特性

殘留邊帶調(diào)幅(記為VSBAM)它在發(fā)射端發(fā)送一個完整的邊帶信號、載波信號和另一個部分被抑制的邊帶信號。

這樣它既保留了單邊帶調(diào)幅節(jié)省頻帶的優(yōu)點，且具有濾波器易于實現(xiàn)、解調(diào)電路簡單的特點。在廣播電視系統(tǒng)中圖象信號就是采用殘留邊帶調(diào)幅。*5.2.2二極管調(diào)幅電路1.簡單的二極管調(diào)幅電路

調(diào)制信號和載波信號相加后，通過二極管非線性特性的變換，在電流i中產(chǎn)生了各種組合頻率分量，將諧振回路調(diào)諧于載波頻率，便能取出和或差的成分，這便是普通調(diào)幅波。二極管的工作狀態(tài)可分為小信號和大信號兩種情況,小信號調(diào)幅又稱為平方律調(diào)幅,可用冪級數(shù)法來分析;大信號調(diào)幅又稱為開關(guān)式調(diào)幅,它可用折線法進(jìn)行分析.*(1)平方律調(diào)幅－二極管信號較小時的工作狀態(tài)當(dāng)vD很小時，級數(shù)可只取前四項*

經(jīng)分類整理可知：是我們所需要的上、下邊頻。這對邊頻是由平方項產(chǎn)生的，故稱為平方律調(diào)幅。其中最為有害的分量是項。

由于二極管不容易得到較理想的平方特性，因而調(diào)制效率低,無用成分多，目前較少采用平方律調(diào)幅器。*(2)開關(guān)式調(diào)幅

在大信號情況應(yīng)運時，依靠二極管的導(dǎo)通和截止來實現(xiàn)頻率變換，這時二極管就相當(dāng)于一個開關(guān)。

滿足的條件時，二極管的通、斷由載波電壓決定。先來回憶一下開關(guān)式調(diào)幅電路:****2.平衡調(diào)制器

兩個開關(guān)式調(diào)制器對稱連接的電路，載波成分由于對稱而被抵消，在輸出中不再出現(xiàn)，因而平衡調(diào)制器是產(chǎn)生DSB和SSB信號的基本電路。**設(shè)，二極管又具有理想的開關(guān)特性，當(dāng)載波為正半周時，D1和D2導(dǎo)通，調(diào)制信號通過Tr2傳到負(fù)載，當(dāng)載波為負(fù)半周時，D1和D2截止，調(diào)制信號被阻斷，不能傳送到輸出端。此時，加在兩個二極管上的電壓為：*與方向相反，所以：iL中包含了***問題:根據(jù)輸入信號的大小,二極管調(diào)幅電路可分為哪兩種調(diào)幅方式?開關(guān)式調(diào)幅的核心是什么?簡單的開關(guān)式調(diào)幅電路中的輸出包含哪些主要頻率分量?完成的已調(diào)波屬什么性質(zhì)?平衡調(diào)制器的結(jié)構(gòu)?產(chǎn)生的是何種已調(diào)波?載漏的概念?**2.環(huán)形調(diào)制器

在平衡調(diào)制器的基礎(chǔ)上，再增加兩個二極管，使電路中4個二極管首尾相接構(gòu)成環(huán)形，這就是環(huán)形調(diào)制器。*****=

gDVM[cos(

C+)t+cos(

C–

)t]

振幅比平衡調(diào)制器提高了一倍，并抑制了低頻

分量，因而獲得了廣泛應(yīng)用。

從其正負(fù)半周期的原理圖可知環(huán)形調(diào)制器輸出電流的有用分量**

普通調(diào)幅波的高頻振蕩是連續(xù)的，可是雙邊帶調(diào)幅波在調(diào)制信號極性變化時，它的高頻振蕩的相位要發(fā)生180

的突變，這是因為雙邊帶波是由v0和v

相乘而產(chǎn)生的。*例5-2：*5.3、高電平調(diào)幅電路

高電平調(diào)幅電路需要兼顧輸出功率、效率和調(diào)制線性的要求。最常用的方法是對功放的供電電壓進(jìn)行調(diào)制。

根據(jù)調(diào)制信號控制方式的不同，對晶體管而言，高電平調(diào)幅又可分為基極調(diào)幅和集電極調(diào)幅。*5.3.1基極調(diào)幅電路*5.3.2集電極調(diào)幅電路C1C2*集電極調(diào)幅在調(diào)制信號一周期內(nèi)的各平均功率為：1)集電極有效電源電壓Vc(t)供給被調(diào)放大器的總平均功率2)集電極直流電源VcT所供給的平均功率則為3)調(diào)制信號源Vc

供給的平均功率4)平均輸出功率5)集電極平均耗散功率*6)集電極效率故：2)總輸入功率分別由VCT與VC

所供給，VCT供給用以產(chǎn)生載波功率的直流功率P=T，VC

則供給用以產(chǎn)生邊帶功率的平均功率PDSB。1)平均功率均為載波點各功率的()倍3)集電極平均耗散功率等于載波點耗散功率的()倍，應(yīng)根據(jù)這一平均耗散功率來選擇晶體管，以使PCM≥Pcav。4)輸出的邊頻功率由調(diào)制器供給的功率轉(zhuǎn)換得到，大功率集電極調(diào)幅就需要大功率的調(diào)制信號電源。5.3.3雙重調(diào)幅**問題:環(huán)形調(diào)制器的結(jié)構(gòu)?與平衡調(diào)制器的比較(從已調(diào)波的性質(zhì)及主要頻率分量和振幅方面).高電平調(diào)幅分哪幾種?主要利用丙類功放的哪些特點?各種高電平調(diào)幅方式的比較?為何要進(jìn)行雙重調(diào)幅?主要有哪兩種方式?**5.4包絡(luò)檢波一、概述

振幅解調(diào)(又稱檢波)是振幅調(diào)制的逆過程。它的作用是從已調(diào)制的高頻振蕩中恢復(fù)出原來的調(diào)制信號。

從頻譜上看，檢波就是將幅度調(diào)制波中的邊帶信號不失真地從載波頻率附近搬移到零頻率附近,因此，檢波器也屬于頻譜搬移電路。

檢波器的組成應(yīng)包括三部分，高頻已調(diào)信號源，非線性器件，RC低通濾波器。其組成原理框圖如下圖所示。*包絡(luò)檢波同步檢波檢波器分類:平方律檢波峰值包絡(luò)檢波平均包絡(luò)檢波載波被抑制的已調(diào)波解調(diào)原理解調(diào)輸出載波信號v0(t)=cosw0tvW(t)調(diào)幅信號vs(t)低

通濾波器**5.4.1小信號二極管平方律檢波*5.4.2二極管(大信號)峰值包絡(luò)檢波器

二極管(大信號)包絡(luò)檢波器串聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波電路并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波電路*

RL、C為二極管檢波器的負(fù)載，同時也起低通濾波器作用。

一般要求的輸入信號大于0.5V，所以稱為大信號檢波器。*RLC電路：二是作為檢波器的負(fù)載，在其兩端輸出已恢復(fù)的調(diào)制信號。一是起高頻濾波作用。故必須滿足二極管檢波器的波形圖其檢波圖如右圖及定量分析:**2.包絡(luò)檢波器的質(zhì)量指標(biāo)1)電壓傳輸系數(shù)(檢波效率)另外：

---電流通角R---檢波器負(fù)載電阻Rd---檢波器二極管內(nèi)阻

當(dāng)R>>Rd時，

0，cos

1。即檢波效率Kd接近于1，這是包絡(luò)檢波的主要優(yōu)點。*2)等效輸入電阻RidVim---輸入高頻電壓的振幅Iim---輸入高頻電流的的基波振幅

由于二極管輸入電阻的影響，使輸入諧振回路的Q值降低，消耗一些高頻功率。這是二極管檢波器的主要缺點。*3)檢波失真①惰性失真惰性失真

由于負(fù)載電阻R與負(fù)載電容C的時間常數(shù)RC太大所引起的。這時電容C上的電荷不能很快地隨調(diào)幅波包絡(luò)變化,從而產(chǎn)生失真。

為了防止惰性失真，只要適當(dāng)選擇RC的數(shù)值，使檢波器能跟上高頻信號電壓包絡(luò)的變化就行了。

也就是要求>或?qū)懗稍诠こ躺峡砂?/p>

maxRC≤1.5計算。*②負(fù)峰切割失真(底部切割失真)

檢波器輸出常用隔直流電容Cc與下級耦合，如圖所示。Rg代表下級電路的輸入電阻?？紤]了耦合電容Cc和低放輸入電阻Rg后的檢波電路為了有效地傳送低頻信號，要求則檢波過程中，Cc兩端建立了直流電壓經(jīng)電阻R和Rg分壓，在R上得到的直流電壓為：++vWC+RRgVCCcviD––––*

對于二極管來說，VR是反偏壓，它有可能阻止二極管導(dǎo)通，從而產(chǎn)生失真。

為了避免底部切割失真，調(diào)幅波的最小幅度Vim(1–ma)必須大于VR即：*③非線性失真④頻率失真這種失真是由檢波二極管伏安特性曲線的非線性所引起的。這種失真是由于耦合電容Cc和濾波電容C所引起的。Cc的存在主要影響檢波的下限頻率

min。為使頻率為

min時，Cc上的電壓降不大，不產(chǎn)生頻率失真，必須滿足下列條件：或電容C的容抗應(yīng)在上限頻率

max時，不產(chǎn)生旁路作用，即它應(yīng)滿足下列條件：或一般Cc約為幾

F，C約為0.01

F。5.4.3檢波器元器件的選擇與實用電路分析**5.4.5平均值包絡(luò)檢波自學(xué)**5.5同步檢波乘積檢波平衡同步檢波1.乘積檢波器(1)工作原理經(jīng)過低通濾波后*

*2.三極管同步檢波電路采用包絡(luò)檢波器構(gòu)成同步檢波電路，它的實現(xiàn)模型如圖所示。同步檢波實現(xiàn)模型其原理電路見右同步檢波原理電路設(shè)輸入信號為抑制載波的雙邊帶本地振蕩信號則它們的合成信號故當(dāng)時因此，通過包絡(luò)檢波器便可檢出所需的調(diào)制信號。非線性器件低通濾波器包絡(luò)檢波器vsv1v0+v

r–DCRL+v0–~~+vs–**實際應(yīng)用電路常采用平衡調(diào)制器構(gòu)成同步檢波電路。5.5.2平衡同步檢波電路**3.單邊帶信號的接收(SSB)單邊帶信號的接收過程正好和發(fā)送過程相反。單邊帶接收機方框圖它是二次變頻電路。fi1較高，用調(diào)諧回路即可選出所需的邊帶。fi2較低，一般采用帶通濾波器取出單邊帶信號。單邊帶信號與第三本振載波信號在乘積檢波器中進(jìn)行解調(diào)，經(jīng)過低通濾波器后，即可獲得原調(diào)制信號。f0+F第一混頻高放第一中放第二混頻第二中放帶通濾波乘積檢波器低通濾波第一本振第二本振第三本振低放f0+Ffi1+Ffi1+Ffi2+Ffi2+Ff1=fi1+f0f2=fi2+fi1fi2F

振幅調(diào)制、解調(diào)7.2調(diào)幅信號的解調(diào)7.2.1調(diào)幅解調(diào)的方法振幅解調(diào)方法可分為包絡(luò)檢波和同步檢波兩大類。包絡(luò)檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡(luò)成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成線性關(guān)系,因此包絡(luò)檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖7―30所示。圖7―30包絡(luò)檢波的原理框圖圖7―31同步解調(diào)器的框圖

同步檢波又可以分為乘積型(圖7―32(a))和疊加型(圖7―32(b))兩類。它們都需要用恢復(fù)的載波信號ur進(jìn)行解調(diào)。圖7―32同步檢波器7.2.2二極管峰值包絡(luò)檢波器

1．原理電路及工作原理圖7―33(a)是二極管峰值包絡(luò)檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。

式中,ωc為輸入信號的載頻,在超外差接收機中則為中頻ωIΩ為調(diào)制頻率。在理想情況下,RC網(wǎng)絡(luò)的阻抗Z應(yīng)為

圖7―33二極管峰值包絡(luò)檢波器(a)原理電路(b)二極管導(dǎo)通(c)二極管截止圖7―34加入等幅波時檢波器的工作過程

從這個過程可以得出下列幾點:

(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復(fù)過程。

(2)由于RC時常數(shù)遠(yuǎn)大于輸入電壓載波周期,放電慢,使得二極管負(fù)極永遠(yuǎn)處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值,即Uo≈Um)。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。圖7―35檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形圖7―37輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖7―37輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形

圖7―38包絡(luò)檢波器的輸出電路2．性能分析

1)傳輸系數(shù)Kd

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為(7―43a)(7―43b)

由于輸入大信號,檢波器工作在大信號狀態(tài),二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波,采用理想的高頻濾波,并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導(dǎo)通電壓VP),則由圖7―35有:(7―44)(7―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ為電流通角,iD是周期性余弦脈沖,其平均分量I0為

式中,α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。由式(7―43(a))和圖7―35可得基頻分量為(7―47)(7―47)(7―48)

由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù),求出θ后,就可得Kd。由式(7―47)Uo=I0R,有(7―49)等式兩邊各除以cosθ,可得(7―50)

當(dāng)gDR很大時,如gDR≥50時,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(7-50),有(7―51)

圖7―39Kd～gDR關(guān)系曲線圖圖7―40濾波電路對Kd的影響2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci,如圖7―41所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即(7―52)

輸入電阻是前級的負(fù)載,它直接并入輸入回路,影響著回路的有效Q值及回路阻抗。由式(7―47),有(7―53)圖7―41檢波器的輸入阻抗

當(dāng)gDR≥50時,θ很小,sinθ≈θ-θ3/7,cosθ≈1-θ2/2,代入上式,可得3．檢波器的失真

1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。圖7―42惰性失真的波形

為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內(nèi),使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡(luò)的下降速度,即(7―55)

如果輸入信號為單音調(diào)制的AM波,在t1時刻其包絡(luò)的變化速度為(7―57)

二極管停止導(dǎo)通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡(luò)值,即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電的速度為將式(7―57)和式(7―57)代入式(7―55),可得

實際上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得代入式(7―58),得出不失真條件如下:(7―59)(7―70)(7―71)

圖7―43底部切削失真2)底部切削失真底部切削失真又稱為負(fù)峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后,輸出電壓的波形如圖7―43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負(fù)載不同引起的。因為Cg較大,在音頻一周內(nèi),其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為

(7―72)

調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m),由圖7―43可以看出,要避免底部切削失真,應(yīng)滿足(7―73)(7―74)圖7―44減小底部切削失真的電路4．實際電路及元件選擇圖7―45檢波器的實際電路

根據(jù)上面諸問題的分析,檢波器設(shè)計及元件參數(shù)選擇的原則如下:(1)回路有載QL值要大,(2)為載波周期

(3)(4)(5)5.二極管并聯(lián)檢波器除上面討論的串聯(lián)檢波器外,峰值包絡(luò)檢波器還有并聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。

圖7―47并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路

根據(jù)能量守恒原理,實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率,一部分消耗在R上,一部分轉(zhuǎn)換為輸出平均功率,即當(dāng)Uav≈UC時(UC為載波振幅)有(7―75)7．小信號檢波器小信號檢波是指輸入信號振幅在幾毫伏至幾十毫伏范圍內(nèi)的檢波。這時,二極管的伏安特性可用二次冪級數(shù)近似,即一般小信號檢波時Kd很小,可以忽略平均電壓負(fù)反饋效應(yīng),認(rèn)為(7―77)(7―77)

將它代入上式,可求得iD的平均分量和高頻基波分量振幅為

若用ΔIav=Iav-a0表示在輸入電壓作用下產(chǎn)生的平均電流增量,則(7―78)相應(yīng)的Kd和Ri為(7―79)(7―70)

若輸入信號為單音調(diào)制的AM波,因Ω<<ωc,可用包絡(luò)函數(shù)U(t)代替以上各式中的Um(7―71)圖7―47小信號檢波7.2.3同步檢波

1．乘積型設(shè)輸入信號為DSB信號,即us=UscosΩtcosωct,本地恢復(fù)載波ur=Urcos(ωrt+φ),這兩個信號相乘(7―72)

經(jīng)低通濾波器的輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi),有(7―73)

由上式可以看出,當(dāng)恢復(fù)載波與發(fā)射載波同頻同相時,即ωr=ωc,φ=0,則

uo=UocosΩt(7―74)

無失真地將調(diào)制信號恢復(fù)出來。若恢復(fù)載波與發(fā)射載頻有一定的頻差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt(7―75)

引起振幅失真。若有一定的相差,則

uo=UocosφcosΩt(7―77)圖7―48幾種乘積型解調(diào)器實際線路2.疊加型疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復(fù)載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡(luò)檢波器將調(diào)制信號恢復(fù)出來。對DSB信號而言,只要加入的恢復(fù)載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關(guān)系,就可得到一個不失真的AM波。圖7―49就是一疊加型同步檢波器原理電路。設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct

恢復(fù)載波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］(7―77)

式中(7―78)(7―79)(7―80)

式中,m=Us/Ur。當(dāng)m<<1,即Ur>>Us時,上式可近似為(7―81)(7―82)圖7―49疊加型同步檢波器原理電路

圖7―50平衡同步檢波電路

采用圖7―50所示的同步檢波電路,可以減小解調(diào)器輸出電壓的非線性失真。它由兩個檢波器構(gòu)成平衡電路,上檢波器輸出如式(7―82),下檢波器的輸出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)(7―83)

則總的輸出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt(7―84)

振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻10.3混頻10.3.1混頻的概述

1．混頻器的功能混頻器是頻譜線性搬移電路,是一個六端網(wǎng)絡(luò)。它有兩個輸入電壓,輸入信號us和本地振蕩信號uL,其工作頻率分別為fc和fL輸出信號為uI,稱為中頻信號,其頻率是fc和fL的差頻或和頻,稱為中頻fI,fI=fL±fc(同時也可采用諧波的差頻或和頻)。圖10.―51混頻器的功能示意圖圖10.―52三種頻譜線性搬移功能

(a)調(diào)制(b)解調(diào)(c)混頻2．混頻器的工作原理設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

這兩個信號的乘積為(10―85)(10―810)

圖10.―53混頻器的組成框圖

本振為單一頻率信號,其頻譜為

FL(ω)=π［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］輸入信號為己調(diào)波,其頻譜為Fs(ω),則(10―87)

圖10.―54混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜(b)信號頻譜(c)輸出頻譜3．混頻器的主要性能指標(biāo)

1)變頻增益變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比,即(10―88)

同樣可定義變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比,即2)噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為

通常用分貝數(shù)表示變頻增益,有(10―89)(10―90)(10―91)輸入信噪比(信號頻率)

輸出信噪比(中頻頻率)(10―92)3)失真與干擾變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外,還會產(chǎn)生各種非線性干擾,如組合頻率、交叉調(diào)制和互相調(diào)制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以,對混頻器不僅要求頻率特性好,而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴(yán)重的區(qū)域,使之既能完成頻率變換,又能抑制各種干擾。4)變頻壓縮(抑制)

在混頻器中,輸出與輸入信號幅度應(yīng)成線性關(guān)系。實際上,由于非線性器件的限制,當(dāng)輸入信號增加到一定程度時,中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關(guān)系,如圖10.―55所示。

圖10.―55混頻器輸入、輸出電平的關(guān)系曲線5)選擇性混頻器的中頻輸出應(yīng)該只有所要接收的有用信號(反映為中頻,即fI=fL-fc),而不應(yīng)該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中,由于各種原因,總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。10.3.2混頻電路

1．晶體三極管混頻器圖10.―510晶體三極管混頻器原理電路(10―93)經(jīng)集電極諧振回路濾波后,得到中頻電流iI(10―94)

變頻跨導(dǎo)gC=gm1／2,gm1只與晶體管特性、直流工作點及本振電壓UL有關(guān),與Us無關(guān),故變頻跨導(dǎo)gC亦有上述性質(zhì)。由式(10―94),有輸出中頻電流振幅輸入高頻電壓振幅(10―95)(10―910)(10―97)圖10.―57gC～UL的關(guān)系

圖10.―58gC～Eb的關(guān)系圖10.―59混頻器本振注入方式2．二極管混頻電路在高質(zhì)量通信設(shè)備中以及工作頻率較高時,常使用二極管平衡混頻器或環(huán)形混頻器。其優(yōu)點是噪聲低、電路簡單、組合分量少。圖10.―101是二極管平衡混頻器的原理電路。輸入信號us為已調(diào)信號；本振電壓為uL,有UL>>Us,大信號工作,由第5章可得輸出電流io為(10―98)輸出端接中頻濾波器,則輸出中頻電壓uI為(10―100)

圖10.―100收音機用典型變頻器線路(a)中波AM收音機的變頻電路(b)FM收音機變頻電路

圖10.―100收音機用典型變頻器線路(a)中波AM收音機的變頻電路(b)FM收音機變頻電路

圖10.―102為二極管環(huán)形混頻器,其輸出電流io為經(jīng)中頻濾波后,得輸出中頻電壓(10―100)(10―101)圖10.―101二極管平衡混頻器原理電路圖10.―102環(huán)型混頻器的原理電路

圖10.―103正交混頻器3．其它混頻電路圖中輸入變壓器是用磁環(huán)繞制的平衡—不平衡寬帶變壓器,加負(fù)載電阻200Ω以后,其帶寬可達(dá)0．5～30MHz。XCC型乘法器負(fù)載電阻單邊為300Ω,帶寬為0～30MHz,因此,該電路為寬帶混頻器。圖10.―104差分對混頻器線路圖10.―105用模擬乘法器構(gòu)成混頻器圖10.―1010場效應(yīng)管混頻器的實際線路

加在兩管柵極的交流電壓分別為uGS1=us+uL和uGS2=-us+uL,兩管的漏極交流電流分別為

iD1=a(us+uL)+b(us+uL