非隔離型三相三電平光伏逆變器的設(shè)計(jì)與仿真第一章緒論研究背景1.2二極管箝位型三電平逆變器的研究現(xiàn)狀1.3二極管箝位型三電平逆變器的工作原理1.4本文主要研究內(nèi)容第二章三電平逆變器共模電壓數(shù)學(xué)模型及其抑制方法2.1三電平逆變器共模電壓模型建立及分析2.1.1共模電壓抑制的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀2.1.2三相三電平逆變器共模電壓模型建立2.2設(shè)計(jì)濾波器抑制共模電流2.2.1LCL濾波器的研究現(xiàn)狀2.2.2改進(jìn)型濾波器對共模電流的抑制分析第三章基于改進(jìn)型LCL無源濾波器的中點(diǎn)平衡控制3.1中點(diǎn)平衡原理背景與研究現(xiàn)狀3.1.1中點(diǎn)電位不平衡的分析3.2三電平SVPWM（空間脈寬矢量）調(diào)制方法的簡單介紹3.3基于改進(jìn)型LCL濾波器對中點(diǎn)電位平衡的控制3.3.1傳統(tǒng)的中點(diǎn)電位平衡控制方法--分配因子法的概述3.3.2廣義的分配因子法仿真結(jié)果與分析總結(jié)與展望摘要本文主要研究二極管箝位型三電平逆變器的漏電流抑制問題，建立共模電壓模型，分析共模電流產(chǎn)生機(jī)制，將LCL濾波器的濾波電容公共點(diǎn)回接到直流側(cè)中點(diǎn)，提高系統(tǒng)的階次，來抑制共模電流的高頻分量，并且對隨之引起的傳統(tǒng)中點(diǎn)電位平控制方法失效問題進(jìn)行了修正，提出了廣義的分配因子法，并用SIMULINK仿真工具進(jìn)行了驗(yàn)證，證實(shí)了改進(jìn)型LCL濾波器對共模電流抑制的有效性以及廣義的分配因子法的正確性。關(guān)鍵詞：三電平逆變器；共模電流抑制；中點(diǎn)電位平衡控制；廣義的分配因子法AbstractInthispaper,theleakagecurrentsuppressionproblemofdiode-clampedthree-levelinverterisstudied,thecommonmodevoltagemodelisestablished,thecommonmodecurrentgenerationmechanismisanalyzed,andweconnectbackthecommonpointofthefiltercapacitoroftheLCLfiltertothemidpointoftheDCside,thereforetherankofthe周浩然,李思敏temcanberaisedtosuppressthehighfrequencycomponentofthecommonmodecurrent.Inaddition,thefailureofthetraditionalmidpointpotentialflatcontrolmethodiscorrected,andthegeneralizeddistributionfactormethodisproposed,whichisverifiedbytheSimulinksimulationtool.TheeffectivenessoftheimprovedLCLfilteronthecommonmodecurrentsuppressionandthecorrectnessofthegeneralizeddistributionfactormethodareverifiedinthesameway.第一章緒論研究背景隨著現(xiàn)代工業(yè)化進(jìn)程的不斷推進(jìn)，世界能源問題日漸凸顯，傳統(tǒng)的化石能源的儲(chǔ)量不足以及其生產(chǎn)利用過程中所帶來的污染，促使我們必須加快對清潔能源的開發(fā)進(jìn)程，這在一定程度上映射其中光能便是一種重要的清潔可再生能源，它來源廣泛，開發(fā)技術(shù)也日漸成熟，毋庸置疑即將成為未來世界的電力的主要來源（許之博，鄭曉鵬，2022）。在此，本文借鑒了已有的方案構(gòu)筑計(jì)算思路，在一定程度上進(jìn)行了簡化，以提升其實(shí)用性和可操作性。光伏逆變器是光能利用中非常關(guān)鍵的一個(gè)部件，它的作用是將光伏電池板輸送過來的直流電通過逆變器變成交流電輸送到電網(wǎng)側(cè)，從這些態(tài)度可以明白其性能的優(yōu)劣決定著輸送的電能質(zhì)量的好壞，也決定著整個(gè)光伏逆變系統(tǒng)的壽命和穩(wěn)定性，逆變器的高效率和并網(wǎng)電能質(zhì)量升級(jí)是衡量逆變器好壞的兩個(gè)重要指標(biāo)（馬麗娜，陳嘉偉，2023）。根據(jù)光伏逆變器輸出側(cè)是否有變壓器連接，將光伏逆變器分為隔離型光伏逆變器和非隔離性光伏逆變器，其中非隔離型光伏逆變器由于省去了隔離變壓器，減小了系統(tǒng)損耗，使得光伏逆變器的效率得到了不小的提升，同時(shí)也使得系統(tǒng)的體積、重量減小，成本降低（田志遠(yuǎn)，黃夢琪，2021）。但省去隔離變壓器的同時(shí)，也使得電池板和電網(wǎng)之間存在了直接的電氣連接，同時(shí)光伏電池板與大地也存在著寄生電容，當(dāng)寄生電容上的共模電壓發(fā)生變化時(shí)，這在某種程度上標(biāo)志寄生電容與逆變器、濾波器、電網(wǎng)以及大地就會(huì)形成一條通路，產(chǎn)生共模電流（漏電流），它的產(chǎn)生會(huì)帶來輻射干擾，影響并網(wǎng)電流的質(zhì)量，過大時(shí)甚至?xí)绊懖僮魅藛T的人身安全（賀俊豪，萬澤楷，2021）。本研究不僅在理論上有所貢獻(xiàn)，在實(shí)踐應(yīng)用上同樣有重要價(jià)值。盡管當(dāng)前結(jié)果令人振奮，本文仍需意識(shí)到科學(xué)研究的變動(dòng)性和復(fù)雜性，持續(xù)關(guān)注后續(xù)可能出現(xiàn)的新情況和挑戰(zhàn)，不斷調(diào)整和優(yōu)化研究策略。本文主要以二極管箝位型逆變器作為主要研究對象，分析在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)共模電流的成因和抑制方法（覃思遠(yuǎn)，閻曉峰，2018）。1.2二極管箝位型三電平逆變器的研究現(xiàn)狀近年來，由于工業(yè)領(lǐng)域中對大功率、大容量的功率變換裝置日益迫切及廣泛的需求，如何去獲得高性能、大功率的電能成為近幾年國內(nèi)外學(xué)者的主要研究的熱點(diǎn)（林俊杰，何婉如，2021）。在傳統(tǒng)工業(yè)領(lǐng)域中，我們使用兩電平逆變器，由于各個(gè)功率開關(guān)串并聯(lián)連接，因此要求能夠同時(shí)開通和關(guān)斷，對于功率器件的開關(guān)特性的一致性要求較高，但器件匹配本身不是一件容易的事情，在不少情況下可以采取交-直-交的變頻方式，可以將多個(gè)小容量變換器采用多重化的方法獲得高壓功率，或者在交流的輸入輸出側(cè)采用低壓變壓器（孔令杰，邱柏霖，2023），但與此同時(shí)不可避免的要使用笨重且價(jià)格昂貴的變壓器，這無疑地傳達(dá)出而且可能會(huì)出現(xiàn)效率下降、低頻率時(shí)能量無法有效傳輸?shù)戎T多困難，為了解決這個(gè)問題，除了使用改進(jìn)的耐高壓的半導(dǎo)體元件，我們也可以使用多電平逆變器，此結(jié)果與特定理論模型保持一致，研究過程嚴(yán)格依照該模型的原則和結(jié)構(gòu)框架，確保了研究設(shè)計(jì)、分析方法及結(jié)果解讀的系統(tǒng)性和科學(xué)性。它是一種新型的逆變器，面臨著克服傳統(tǒng)逆變器較高的dv/dt,di/dt所引起的應(yīng)力的背景下，通過改進(jìn)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使得開關(guān)器件能夠工作下基頻之下，在這樣的背景下從而能夠減小開通關(guān)斷時(shí)的應(yīng)力，改善波形。它的優(yōu)點(diǎn)很多，主要有以下幾個(gè)方面(李明杰,陸晨曦,2020)：多電平逆變器無需使用高壓半導(dǎo)體器件，節(jié)約了成本，有利于推廣使用。多電平逆變器能夠使得輸出的電壓電平數(shù)增多，減少逆變器輸出側(cè)的諧波，使得獲得的波形更接近正弦波，更有利于并網(wǎng)。本研究提出的數(shù)據(jù)處理技術(shù)比之前的策略更加簡化并有效率。通過引入一種精簡的預(yù)處理程序，本文省略了多余的轉(zhuǎn)換步驟，改善了數(shù)據(jù)清洗和統(tǒng)一化的流程，極大提高了數(shù)據(jù)處理的速度和效能。在能夠得到相同的電壓波形的前提下，多電平逆變器的開關(guān)變換頻率比傳統(tǒng)的兩電平逆變器頻率低，因此可以降低開關(guān)損耗，使其使用壽命更長，效率也更高（陳立新，趙曉鵬，2021）。多電平逆變器不需要輸出變壓器，減少了系統(tǒng)體積，降低了成本。多電平逆變器歷經(jīng)幾十年的發(fā)展，最早出現(xiàn)的，為級(jí)聯(lián)H橋逆變器以及低功率的飛跨電容型逆變器，繼續(xù)發(fā)展，在此類場景下出現(xiàn)了二極管箝位型逆變器，成為了第一個(gè)能夠被中壓場合正式利用的多電平逆變器，其結(jié)構(gòu)如下圖所示，由于該逆變器的輸出端通過箝位二極管連接到直流端母線中點(diǎn)，使得每相都能輸出三種電平，因此稱為二極管箝位式三電平逆變器(楊曼玉,趙玉潔,2019)。值得注意的是，在此框架范圍內(nèi)多電平逆變電路，其中尤其是三電平三相逆變電路已經(jīng)越來越被廣泛運(yùn)用，雖然理論意義上來說，電平數(shù)越多，得到的階梯波就越多，輸出端得到的電壓波形越接近于正弦波，但由于控制的復(fù)雜性的制約，五電平或七電平等技術(shù)仍然不成熟，在能夠滿足一定性能指標(biāo)的前提下，三電平逆變器的研究和分析最具有實(shí)際意義(周安琪,陳志遠(yuǎn),2017)。通過深入分析實(shí)際狀況，本文發(fā)現(xiàn)現(xiàn)有理論在不同情境下的應(yīng)用效果存在差異，這促使本文進(jìn)一步思考如何依據(jù)具體情況調(diào)整并優(yōu)化理論框架，以增強(qiáng)其實(shí)用性和導(dǎo)向價(jià)值。1.3二極管箝位型三電平逆變器的工作原理在二極管箝位型三電平逆變器中，我們可以通過控制電路中橋臂上功率管的開通和關(guān)斷來輸出不同的電平，以a相為例，其穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下工作具體情況敘述如下：當(dāng)開關(guān)管Sa1和Sa2開通，Sa3和Sa4關(guān)斷時(shí)，若當(dāng)負(fù)載電流由直流側(cè)流向交流側(cè)時(shí)，在這種情況影響下即由正極性端p點(diǎn)流經(jīng)Sa1和Sa2至a點(diǎn)，a點(diǎn)與p點(diǎn)的電位相同，此時(shí)輸出點(diǎn)a與直流母線中點(diǎn)間的電壓為Vdc/2，同樣地，若當(dāng)負(fù)載電流由交流側(cè)流向直流側(cè)時(shí)，負(fù)載電流流經(jīng)與開關(guān)管并聯(lián)的續(xù)流二極管，a與p之間的電壓依舊為0，輸出點(diǎn)a與直流母線中點(diǎn)間電壓仍為Vdc/2(梁奇成,賈雅文,2022);當(dāng)開關(guān)管Sa2和Sa3開通，Sa1和Sa4關(guān)斷時(shí)，若當(dāng)負(fù)載電流由直流側(cè)流向交流側(cè)，借助新的研究切入點(diǎn)、采用前沿的統(tǒng)計(jì)軟件以及開發(fā)定制化的研究架構(gòu)，本文得以更深入地探索數(shù)據(jù)背后的規(guī)律和聯(lián)系，進(jìn)而取得了更為精確和全面的研究成果。此時(shí)電流流經(jīng)開關(guān)管Sa3和箝位二極管，在此特定條件下流入電源的中性點(diǎn)O，這時(shí)a點(diǎn)與O點(diǎn)間的電壓為0，同樣地，若當(dāng)負(fù)載電流由交流側(cè)流向直流側(cè)，電流由O點(diǎn)流出，流經(jīng)箝位二極管和開關(guān)管Sa2，從a點(diǎn)流出，此時(shí)a點(diǎn)與O點(diǎn)間的電壓同樣為0(陳遠(yuǎn),周麗娜,2021)；當(dāng)開關(guān)管Sa3和Sa4開通，Sa1和Sa2關(guān)斷時(shí)，若當(dāng)負(fù)載電流由直流側(cè)流向交流側(cè)，電流由N點(diǎn)經(jīng)與Sa4和Sa5并聯(lián)的續(xù)流二極管流至a點(diǎn)，此時(shí)a與直流母線中點(diǎn)O之間的電壓為-Vdc/2,同樣地，若當(dāng)電流由交流側(cè)流向直流側(cè)時(shí)，電流由a點(diǎn)流經(jīng)Sa3和Sa4至N點(diǎn)，從這些結(jié)果可以推測出此時(shí)a與O之間的電壓仍為-Vdc/2。綜上所述，二極管箝位型逆變器能夠輸出的電平種類共有3種，即Vdc/2、0、-Vdc/2REF_Ref72356189\r\h[1]。下表為輸出電平值與開關(guān)管開閉關(guān)系的對應(yīng)表(袁澤羽,成怡茜,2021)。需要注意的是，由上面分析可知，功率管Sa1和Sa4不能在同一時(shí)間開通，并且Sa1和Sa3，Sa2和Sa4的開斷狀態(tài)剛好是相反的，也就是說工作在互補(bǔ)狀態(tài)，工作時(shí)平均每個(gè)管子所承受的正向的阻斷電壓為Vdc/2,這就是三電平逆變器的基本控制規(guī)律(唐一凡,劉心怡,2022)。此外，從中可以分析出由于每一相橋臂中間的兩個(gè)功率管平均工作時(shí)間最長，發(fā)熱量最多，因此在設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該以中間的兩個(gè)管子為準(zhǔn)（滕宏偉，蔣美娟，2021）。本文借助多學(xué)科的專業(yè)視角、探索手段與技術(shù)架構(gòu)，使研究者能夠更有效地面對科學(xué)挑戰(zhàn)，挖掘出更具創(chuàng)新性和應(yīng)用價(jià)值的解決方案。1.4本文主要研究內(nèi)容研究期間查閱大量文獻(xiàn)以及資料，對光伏并網(wǎng)逆變器的相關(guān)知識(shí)，包括有無隔離變壓器，逆變器的結(jié)構(gòu)等方面進(jìn)行了了解，得到?jīng)]有隔離變壓器雖然有種種優(yōu)點(diǎn)，但是其所產(chǎn)生的共模電流仍然是一個(gè)安全隱患，亟需解決。并且中點(diǎn)電位不平衡問題也應(yīng)該予以考慮（程子睿，許怡，2023）。在此類情況下本文對LCL濾波器進(jìn)行了改進(jìn)，來抑制共模電流REF_Ref72357046\r\h[2]，并且針對其引起的中點(diǎn)電位不平衡的問題進(jìn)行了分析，提出了解決方法，并進(jìn)行了仿真來驗(yàn)證其效果。本文主要研究內(nèi)容如下(嵇報(bào)遠(yuǎn)，殷村琳,2023)：（1）本文簡要介紹了光伏逆變器的研究背景和種類，與兩電平逆變器進(jìn)行對比，闡述了多電平逆變器在高電壓、大功率領(lǐng)域的主要優(yōu)勢。以二極管箝位型三電平逆變器作為主要研究對象，在這樣的環(huán)境中分析其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對其工作機(jī)理進(jìn)行了簡單介紹(周浩然,李思敏,2021)。（2）深入研究非隔離型三相三電平光伏逆變器的共模特性，建立三電平共模等效模型，分析共模電流的激勵(lì)源，將改進(jìn)型LCL濾波器應(yīng)用到非隔離型三相三電平光伏系統(tǒng)中，來達(dá)到使得共模電流大幅衰減的目的REF_Ref72357222\r\h[3]。本文利用多學(xué)科的專業(yè)知識(shí)、研究策略與技術(shù)架構(gòu)，研究者們能更有效地面對科學(xué)挑戰(zhàn)，發(fā)現(xiàn)更具創(chuàng)新性和實(shí)效性的解決方案。（3）對三電平逆變器所固有的中點(diǎn)點(diǎn)位不平衡問題進(jìn)行了定量分析，簡要介紹了傳統(tǒng)分配因子法下對中點(diǎn)電位平衡控制的基本思路，分析改進(jìn)型LCL濾波器對中點(diǎn)電位的影響，在本文的研究語境里這種情況被賦予了重要意義為減小共模電壓，對空間矢量調(diào)制控制策略進(jìn)行分析，由于共模電壓的抑制會(huì)導(dǎo)致原有的中點(diǎn)電位波動(dòng)控制策略失去效用，本文對分配因子法進(jìn)行修正，提出廣義的分配因子法，使中點(diǎn)電位得到有效地控制（霍俊熙，林澤昊，2023）。（4）利用SIMULINK仿真工具搭建非隔離型三電平逆變器模型，進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，分析仿真結(jié)果，說明改進(jìn)型LCL濾波器對非隔離型三相三電平光伏逆變器共模電流抑制的有效性，及廣義的分配因子法的正確性（韓天辰，孫雅瀾，2020）。第二章三電平逆變器共模電壓數(shù)學(xué)模型及其抑制方法2.1三電平逆變器共模電壓模型建立及分析2.1.1共模電壓抑制的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀共模電壓，從其本質(zhì)而言，是一種零序性質(zhì)的電壓，即負(fù)載中性點(diǎn)相對于參考電位點(diǎn)之間的電壓，它當(dāng)中包含了大量的高頻諧波成分REF_Ref72357330\r\h[4]，為了抑制共模電流，就必須抑制共模電壓（許文博，鄭啟航，2023）。這在一定程度上映射為了抑制共模電壓，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性REF_Ref72357648\r\h[5]，在過去的幾十年內(nèi)，國內(nèi)外專家針對如何抑制共模電壓進(jìn)行了許多的研究，三相三電平逆變器共模電壓的抑制問題，從這些態(tài)度可以明白可以從軟硬件方面分別來進(jìn)行實(shí)現(xiàn)REF_Ref72357703\r\h[6]，針對這些潛在干擾因素，本文進(jìn)行了深入的剖析，并嘗試通過理論分析與實(shí)證數(shù)據(jù)來量化其影響?？梢詮脑搭^來抑制共模電壓，也可以從路徑上減小共模電壓。目前常用的抑制共模電壓（電流）的方法主要有以下幾種(吳佳敏,丁依依,2020)：在系統(tǒng)中引進(jìn)隔離變壓器來阻斷共模電壓，但隔離變壓器的引入會(huì)使得成本升高，體積增大，這在某種程度上標(biāo)志損耗增多，系統(tǒng)效率變低，因此不是一個(gè)很好的方法。在電路中加入濾波器，可以重新組合不同開關(guān)狀態(tài)下對應(yīng)的不同的共模電壓，利用有源濾波器產(chǎn)生與逆變器的輸出電壓幅值相等、相位相反的共模電壓，這無疑地傳達(dá)出通過共模變壓器將其疊加到逆變器的輸出端來有效地抑制共模電壓，也可以通過設(shè)計(jì)濾波器的參數(shù)，增大傳輸路徑上的阻抗來減小共模電流(鄭子豪,王麗娜,2021)REF_Ref72357835\r\h[7]。從理論角度出發(fā)，只要方案接收的輸入信息與預(yù)期相符，其輸出就有望滿足設(shè)計(jì)目標(biāo)。具體來說，若起始條件與參數(shù)配置準(zhǔn)確無誤，且所采用的模型或方法論構(gòu)建合理，則其成果將具有高度的信賴度和實(shí)用性?；赑WM的調(diào)制策略，優(yōu)化調(diào)制方法，使得共模電壓的幅值減小、波動(dòng)次數(shù)也少。2.1.2三電平逆變器共模電壓模型建立非隔離型三相三電平光伏逆變器共模電流產(chǎn)生示意圖如圖所示，為非隔離型三相三電平光伏逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，圖中參數(shù)含義如下：Cpv為太陽能電池板對大地的寄生電容，這清楚顯示了其大小取決于電池板面積、光伏陣列的結(jié)構(gòu)、覆蓋在光伏陣列表面的塵埃、土壤的性質(zhì)、安裝方式以及空氣濕度等等因素（李澤宇，陳文博，2018）；upv1和upv2為正負(fù)母線的寄生電容電壓REF_Ref72357943\r\h[8]；LCL濾波器中L為橋臂上的濾波電感，Cf為濾波電容，Lg為電網(wǎng)側(cè)的濾波電感；N為LCL濾波器中三相濾波電容的公共點(diǎn)，icm為共模電流。本文采納了一種更為簡捷的預(yù)處理手段，這一手段削減了多余的轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)，優(yōu)化了數(shù)據(jù)清洗與標(biāo)準(zhǔn)化流程，進(jìn)而顯著提升了信息處理的速率與效能。其產(chǎn)生原因?yàn)?，由于上述寄生電容的存在，使得光伏陣列、逆變器、濾波器、電網(wǎng)與大地之間形成了共?；芈?孟子凡,唐韻竹,2022)。隨著開關(guān)的開通與關(guān)斷，這在一定情況下反映了該逆變器的輸出端和直流母線負(fù)端電壓之間的電壓會(huì)隨之波動(dòng)，其變化會(huì)引起共?；芈分须姼信c電容充放電，從而產(chǎn)生共模電流；共模電流的存在，會(huì)使得電網(wǎng)電流發(fā)生畸變，影響電網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量，也會(huì)造成電磁干擾，造成系統(tǒng)的額外損失，存在安全隱患，共模電流過大時(shí)甚至?xí)斐扇说纳ｋU(xiǎn)（謝俊逸，郭曉瀾，2020）。與文獻(xiàn)中的結(jié)論保持一致，這一結(jié)果不僅鞏固了前期研究的理論基礎(chǔ)，還為該領(lǐng)域的未來發(fā)展指明了方向。此外，也會(huì)造成濾波器的飽和，在此類場景下降低濾波效果，嚴(yán)重時(shí)，導(dǎo)致系統(tǒng)損壞。因此研究共模電流的抑制方法勢在必行(潘志恒,崔浩淼,2022)。但是需要注意的是，在隔離型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)當(dāng)中，隔離變壓器的存在使得我們不用考慮電路拓?fù)浜驼{(diào)制的策略對于共模電壓的影響（湯嘉誠，屈子淳，2022），因?yàn)楦綦x變壓器繞組之間的寄生電容極小，共模電流會(huì)被大幅衰減；這種一致性不僅體現(xiàn)在對基礎(chǔ)理論的尊重和應(yīng)用上，更在于通過定量分析結(jié)合定性討論的方法，深入挖掘了問題的本質(zhì)特征。但對于非隔離型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)而言，由于沒有隔離變壓器，因此共模電壓的大小會(huì)受逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制策略的影響REF_Ref72358117\r\h[9]，因此，在非隔離型并網(wǎng)逆變器中，若想達(dá)到抑制共模電壓的目的，必須研究共模電壓的產(chǎn)生機(jī)理以及共模電流的流通路徑（夏柳青，謝志宏，2022）。由基爾霍夫定律，我們可以建立三相回路方程如下：（1）在方程中，uAOuBOuCO分別為三相橋臂的輸出電壓，iAiBiC為三相橋臂上的電流，iaibic為為電網(wǎng)側(cè)的電流REF_Ref72358223\r\h[10]，將該方程組整合以下，可以得到下式：（2）這在一定范圍內(nèi)顯示了由于傳統(tǒng)的LCL濾波器在并網(wǎng)逆變器中連接時(shí)，N點(diǎn)與O點(diǎn)并沒有直接連接，因此零序電流不會(huì)流過濾波電容，因此共模電流icm的表達(dá)式為(鄧欣妍,劉雅婷,2020)：（3）實(shí)際上icm也可以被看作為流經(jīng)正負(fù)母線上共模電流icm1和icm2的和，其表達(dá)式為（韓一帆，鄭啟超，2022）：（4）式子中uPV為母線上寄生電容的電壓均值，將上式整理一下，可以得到下式：（5）又由基爾霍夫電壓定律，可以得到uno的表達(dá)式為（6）將上述方程組整合，可以得到(7)將3、5、7式代入到2式中整合得到：（8）這在某種程度上映射了又知共模電壓ucm的大小為三相上橋臂電壓大小之和的算術(shù)平均值，可以得到下式(鄭凡,周佳怡,2021)：（9）將其代入到8式中，可以得到：式中Udm為直流電壓的差模量，大小為Udc1-Udc2，從該式中可以得到該非隔離型三相三電平逆變器的共模等效模型，由基爾霍夫電壓定律，我們將其繪制出來，如下（趙博宇，李靜怡，2019）：這一研究結(jié)果的得出也再次強(qiáng)調(diào)了理論與實(shí)踐相結(jié)合的關(guān)鍵作用。本文在理論上有所貢獻(xiàn)，且尤為注重研究成果的實(shí)踐應(yīng)用效果。從模型中我們可以看出，共模電流的產(chǎn)生主要來源為兩個(gè)激勵(lì)源，逆變器直流側(cè)的直流電壓差模分量1/2Udm、共模電壓ucm。1/2Udm的產(chǎn)生來源于逆變器中線上電流在工作過程中對母線電容的充放電，它對于共模電流的抑制可以通過中點(diǎn)平衡控制策略來進(jìn)行，本文研究背景下我們不可忽視這種情況的存在詳細(xì)方法及推導(dǎo)過程在第3章，此處不作贅述。因此，要抑制共模電流，要克服的主要因素是共模電壓(邱婉晴,李志和,2022)。兩者都采用了嚴(yán)謹(jǐn)?shù)目蒲袘B(tài)度和系統(tǒng)化的分析方法。這種一致性不僅體現(xiàn)在對基礎(chǔ)理論的應(yīng)用上，而且在于通過定量分析結(jié)合定性討論的方式，深入分析了問題的核心特征。2.2設(shè)計(jì)濾波器抑制共模電流2.2.1LCL濾波器研究現(xiàn)狀作為光伏發(fā)電的核心設(shè)備，逆變器的運(yùn)用日益廣泛，而對逆變器而言，能夠達(dá)到高效率并網(wǎng)是其主要任務(wù)，目前主要采用的是脈寬調(diào)制技術(shù)來實(shí)現(xiàn)對并網(wǎng)的控制，但由于逆變器在工作過程中功率管的開關(guān)動(dòng)作，使得逆變電路中產(chǎn)生的高頻電流成分會(huì)造成電流波動(dòng)及電壓的浪涌沖擊，因此我們在逆變器的并網(wǎng)端引入LCL濾波器來濾除脈沖電壓，由以上詳細(xì)分析內(nèi)容得出在降低電感要求的前提下，它作為一種三階低通濾波器能夠行之有效地實(shí)現(xiàn)對開關(guān)諧波的衰減，將電流諧波含量濾除(鄒文博,馬天樂,2020)。結(jié)合研究焦點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一套科學(xué)合理的研究方案，包括數(shù)據(jù)收集機(jī)制、樣本選取規(guī)范以及分析架構(gòu)。不僅如此，在逆變器的輸出端連接濾波器還能夠起到隔離作用，避免逆變器受到電網(wǎng)側(cè)高頻暫態(tài)干擾的影響REF_Ref72358289\r\h[11]。根據(jù)上述論證推斷與傳統(tǒng)L型濾波器相比，LCL以其體積小、成本不高、性能良好（對高頻電流諧波的抑制能力強(qiáng)）等等優(yōu)點(diǎn)，越來越多地被運(yùn)用在并網(wǎng)逆變器的交流側(cè)(黃書杰,陶婧怡,2019)。2.2.2改進(jìn)型濾波器對共模電流的抑制分析相對于傳統(tǒng)的濾波器，依此背景來看改進(jìn)型濾波器將濾波電容的公共點(diǎn)回接到了直流側(cè)中性點(diǎn)O上，沿用相同思路，我們可以計(jì)算仿真得到改進(jìn)后的LCL濾波器對共模電流的抑制效果(李冰潔,王宇豪,2022)。不僅對現(xiàn)有理論進(jìn)行了更為精細(xì)的剖析，還在其基礎(chǔ)上構(gòu)筑了新的研究視野與分析范式。在具體的研究實(shí)踐中，運(yùn)用尖端的研究方法和技術(shù)手段，對該主題進(jìn)行多角度、全方位的考察。由基爾霍夫定律，我們可以得到以下方程組(唐曉風(fēng),劉佳慧,2022)：式中ifi指代i相濾波電容的電流，基于此種情況由上述方程組，我們可以推導(dǎo)出引入LCL濾波器后，共模電壓ucm的表達(dá)式為:（12）定義式中iO為三相濾波電容電流之和。從數(shù)據(jù)中得以窺見由式12可以得到含有改進(jìn)型LCL濾波器的非隔離型逆變器共模等效模型為下圖所示(林宇豪,王夢琪,2018)：由于1/2Udm的抑制可以通過中點(diǎn)平衡控制策略來實(shí)現(xiàn)，因此此處不作討論，由上圖我們可以得到寄生電容電壓uPV對共模電壓ucm的傳遞函數(shù)的表達(dá)式推導(dǎo)如下(唐志強(qiáng)，許慧敏,2022)：R0R由于太陽能電池板對于大地的寄生電容大小較小，而逆變器在開關(guān)頻率較小的情況下，仍舊可以得到較小諧波的開關(guān)特性，在結(jié)果討論環(huán)節(jié)，緊密圍繞已有的成熟理論展開。將研究結(jié)論與理論模型進(jìn)行細(xì)致比對，分析相同點(diǎn)和差異點(diǎn)。因此(許一凡,張瑞東,2020)：代入，可將式13簡化為：可以看出，在使用LCL濾波器時(shí)，H(s)為二階系統(tǒng)可以得到H（s）的諧振頻率大小滿足下式(趙靜怡,鄭凱翔,2020)：可以看到，H(s)的諧振頻率接近LCL濾波器的諧振頻率，因此，既可以濾除寄生電容的高頻分量，又可以避免在主要頻率處發(fā)生諧振，由于寄生電壓的高頻分量為產(chǎn)生共模電流的主要愿意，采用改進(jìn)型LCL濾波器后，寄生電容的高頻分量被大幅抑制，因此改進(jìn)型濾波器可以有效抑制共模電流(劉佳怡,趙鵬飛,2022)。第三章基于改進(jìn)型LCL無源濾波器的中點(diǎn)平衡控制(張宇翔,陳雪萍,2023)3.1中點(diǎn)平衡原理背景與研究現(xiàn)狀三電平逆變器的直流側(cè)存在兩個(gè)直流母線電容REF_Ref72358563\r\h[12]，在工作過程中通過橋臂上的開關(guān)管按照一定規(guī)律通斷來輸出三電平電壓，在這種情況影響下由于直流母線電容和功率管的特性無法做到絕對的一致，因此直流側(cè)兩個(gè)電容上的電容大小也無法做到理想上的完全一致，電容電壓存在變化導(dǎo)致不相等，我們稱之為中點(diǎn)平衡問題。中點(diǎn)電位不平衡的問題不可小覷，在此特定條件下因?yàn)橹悬c(diǎn)電位的不平衡會(huì)對三電平逆變器產(chǎn)生許多危害，具體主要為(田博文,韓振宇,2020)：通過對既有階段性研究成果的梳理，本文對后續(xù)研究路徑有了新的洞見。首要在于研究方法論的層面，本文能發(fā)現(xiàn)一系列潛在的優(yōu)化與改進(jìn)之處。使得逆變器的輸出電壓發(fā)生畸變，嚴(yán)重時(shí)會(huì)損害逆變器；對于逆變器承受電壓的能力要求增大，增加系統(tǒng)成本；C.若中點(diǎn)電位長期不平衡，會(huì)導(dǎo)致母線電容的壽命降低，程度過大時(shí)會(huì)損害電容。我們知道，直流母線電容上電壓的波動(dòng)與電容上的電荷量的變化存在關(guān)系，而電容上電荷量的變化由于與負(fù)載電流流出流入中點(diǎn)有關(guān)，因此，按照當(dāng)前背景我們想要控制中點(diǎn)電壓平衡，可以考慮從這個(gè)方面入手(王昊然,劉曉東,2019)。目前中點(diǎn)平衡的控制主要從軟硬件兩方面來進(jìn)行。硬件電路控制方法上下的電壓采用獨(dú)立的直流源，這個(gè)方法可以從根本上解決中點(diǎn)電位平衡的問題REF_Ref72358775\r\h[13]，但這種方法在無法提供獨(dú)立電流源的場合無法使用，因此應(yīng)用性不高(趙宇和,張怡然,2024)。本文還特別強(qiáng)調(diào)了綜合策略的應(yīng)用，即將定量研究與定性分析相結(jié)合，以獲得更為全面的研究視角。在數(shù)據(jù)洞察階段，先前研究的教訓(xùn)引導(dǎo)本文深化對新型分析手段與技術(shù)的采納。用額外的功率變流器向中點(diǎn)抽取或者注入電流，優(yōu)點(diǎn)是擺脫了直流源的限制，但是增加了電力電子器件，從這些結(jié)果可以推測出使得系統(tǒng)的維護(hù)成本增高，可靠性降低REF_Ref72358872\r\h[14]。軟件控制方法通過不同的軟件的調(diào)制方法來平衡中點(diǎn)電位，本文主要基于SVPWM即空間矢量脈寬調(diào)制方法，來進(jìn)行控制，控制原理簡單來說，從中可以分析出即檢測中點(diǎn)電位的波動(dòng)方向合理選擇小矢量的不同開關(guān)狀態(tài)來來進(jìn)行矢量的合成，對中點(diǎn)電位來加以控制(王子墨,陳云霞,2023)。本文強(qiáng)調(diào)了定量與定性方法的結(jié)合，旨在構(gòu)建一個(gè)更為完整的視角。前期研究的成果提示本文在數(shù)據(jù)分析過程中應(yīng)更多地運(yùn)用現(xiàn)代分析工具和技術(shù)。首先討論在SVPWM調(diào)制方法下中點(diǎn)電位不平衡的原因。我們知道，中點(diǎn)電位的波動(dòng)主要與中點(diǎn)電流的變化密不可分，而中點(diǎn)電流的的變化又與各橋臂上管子的開關(guān)狀態(tài)深切相關(guān)，下面我們來具體分析一下不同開關(guān)狀態(tài)下對中點(diǎn)的影響(周浩然,陳梓萱,2024)：當(dāng)電路處于大矢量狀態(tài)，如PNN時(shí)，對應(yīng)的三相輸出與直流側(cè)連接情況如圖（a）所示當(dāng)電路處于中矢量狀態(tài)，如PON時(shí)，對應(yīng)的三相輸出與直流側(cè)連接情況如圖（b）所示當(dāng)電路處于小矢量狀態(tài)，如ONN或POO時(shí)，從中得以觀察到對應(yīng)的三相輸出與直流側(cè)連接情況如圖（c）和(d)所示當(dāng)電路處于零矢量狀態(tài)，如(唐一凡,劉心怡,2022)時(shí)，對應(yīng)的三相輸出與直流側(cè)連接情況如圖（e）所示(a)PNN(b)PON(c)ONN（d）POO(e)(唐一凡,劉心怡,2022)可以看到，當(dāng)電路處于大矢量狀態(tài)或零矢量狀態(tài)時(shí)，中點(diǎn)電位沒有電流流過，不會(huì)引起中點(diǎn)電位的波動(dòng);在此類情況下而當(dāng)電路處于中矢量狀態(tài)時(shí)，有一相輸出連接中點(diǎn)，與上下兩個(gè)母線電容分別構(gòu)成充放電回路，因此中點(diǎn)電位會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)；當(dāng)電路處于小矢量狀態(tài)時(shí)，在這樣的環(huán)境中三相輸出端也有一相與中點(diǎn)相連，因此也會(huì)影響中點(diǎn)電位的平衡（黃俊馳，高逸，2024）。通過詳細(xì)檢查現(xiàn)有方案，識(shí)別并消除了復(fù)雜且不必要的步驟，優(yōu)化了流程，構(gòu)建了一個(gè)簡潔高效的計(jì)算模型。但一對小矢量狀態(tài)，如ONN與POO對中點(diǎn)電位的影響相反，可以相互抵消。我們一般規(guī)定電流方向若由橋臂輸出端流向負(fù)載端，則為電流的正方向，若電流由負(fù)載向橋臂流動(dòng)，則為電流的反方向，則中點(diǎn)的電位波動(dòng)方向便由電流的正負(fù)流向所決定（田志遠(yuǎn)，黃夢琪，2021）。這一簡化不僅降低了資源的需求還縮短了處理時(shí)間，使得本方案在保持原有性能的更加易于實(shí)施和推廣。引入了一系列驗(yàn)證機(jī)制和質(zhì)量控制措施。3.1.1中點(diǎn)電位不平衡的分析對中點(diǎn)電位的不平衡作定量分析如下：在本文的研究語境里這種情況被賦予了重要意義上圖為中點(diǎn)電壓計(jì)算的示意圖，i0為中線電流，流出中點(diǎn)為i0，流入中點(diǎn)為-i0,V0為直流側(cè)中點(diǎn)電壓，VC1和VC2為電容電壓?？梢缘玫街悬c(diǎn)電壓與中線電流的關(guān)系如下：又知：可以得到：可以得到，當(dāng)中線電流不為0時(shí)，這在一定程度上映射中點(diǎn)電位不平衡，且當(dāng)中線電流i0流出時(shí)，中點(diǎn)電位降低，當(dāng)中線電流i0流入中線時(shí)，中點(diǎn)電位升高（賀俊豪，萬澤楷，2021）。對中點(diǎn)電位單個(gè)周期的大小變化進(jìn)行分析：由式中，VC0為電容電壓初值可以得到由上式可以看出，當(dāng)一個(gè)周期電容充放電不均時(shí)，中點(diǎn)電位會(huì)發(fā)生偏移。3.2三電平SVPWM（空間脈寬矢量）調(diào)制方法的簡單介紹SVPWM是近年來出現(xiàn)的一種比較新穎的控制方法REF_Ref72359033\r\h[15]，主要由三相逆變器的功率管在特定的開關(guān)模式下產(chǎn)生脈寬調(diào)制波，使得控制輸出的電流盡可能地接近正弦波形（覃思遠(yuǎn)，閻曉峰，2018）。空間矢量PWM與傳統(tǒng)的PWM相比，不同之處在于，它是從三相輸出電壓的整體效果出發(fā)，從這些態(tài)度可以明白使逆變器功率管在不同的開關(guān)組合下獲得理想的圓形磁鏈軌跡REF_Ref72359107\r\h[16]。其理論基礎(chǔ)為平均值等效原理，即在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)對基本矢量相疊加，使其矢量和與參考電壓相等。當(dāng)參考電壓矢量旋轉(zhuǎn)到某個(gè)扇區(qū)時(shí)REF_Ref72359209\r\h[17]，可由該扇區(qū)的非零矢量和零矢量在時(shí)間上的不同組合來得到。本研究展示了在構(gòu)建理論框架時(shí)充分利用實(shí)際數(shù)據(jù)和案例支持，可以大幅提升理論的解釋力和預(yù)測能力。這在某種程度上標(biāo)志下文來具體分析三電平空間矢量原理（林俊杰，何婉如，2021）：定義三相輸出電壓的表達(dá)式分別為（孔令杰，邱柏霖，2023）：則合成的參考電壓為：由于各個(gè)橋臂輸出的電壓種類均有3種，則三相可輸出共27種狀態(tài)，設(shè)SX為每個(gè)橋臂的開關(guān)函數(shù)，這無疑地傳達(dá)出則三相輸出電壓可表示為(李明杰,陸晨曦,2020)：其中，SX共有三種取值，分別為1、0、-1。取值為1時(shí)，表示該相所在橋臂的上兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，這清楚顯示了下兩個(gè)開關(guān)管關(guān)斷；取值為0時(shí)，表示該相所在橋臂中間某個(gè)管子導(dǎo)通（陳立新，趙曉鵬，2021）；在后期研究中，這一初步結(jié)果將被進(jìn)一步驗(yàn)證，以更全面地了解該現(xiàn)象的本質(zhì)特征及其潛在影響因素，確保設(shè)計(jì)的穩(wěn)健性和普適性。取值為-1時(shí)，這在一定情況下反映了表示該相所在橋臂下兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，上面兩個(gè)關(guān)斷。將三相電壓進(jìn)行矢量合成，可以得到：通過計(jì)算，我們可以得到大矢量、中矢量、小矢量、零矢量及其在空間矢量圖中對應(yīng)的位置，用P表示1，用O表示0，用N表示-1，則各個(gè)矢量運(yùn)算舉例如下(楊曼玉,趙玉潔,2019)：當(dāng)SaSbSc分別取PNN時(shí)：當(dāng)SaSbSc分別取PON時(shí)：當(dāng)SaSbSc分別取POO時(shí)：當(dāng)SaSbSc分別取ONN時(shí)：當(dāng)SaSbSc分別取(唐一凡,劉心怡,2022)時(shí)：可以繪制出三電平逆變器的空間電壓矢量圖如下(周安琪,陳志遠(yuǎn),2017)：實(shí)際應(yīng)用中，SVPWM算法的實(shí)現(xiàn)步驟主要有如下幾步：首先在空間矢量圖上建立直角坐標(biāo)系，進(jìn)行clark轉(zhuǎn)換，或叫做等功率轉(zhuǎn)換。將要合成的電壓矢量投射到直角坐標(biāo)系的坐標(biāo)軸上，計(jì)算出該矢量的模值和相角，同時(shí)進(jìn)行空間位置判斷，在這樣的背景下計(jì)算出該矢量所在的具體的空間位置。確定好參考矢量所在的空間位置后，利用就近三矢量思想，來確定脈沖觸發(fā)的順序，再利用伏秒平衡原理，計(jì)算出脈沖觸發(fā)時(shí)間，生產(chǎn)出對應(yīng)的波形。最后將基本矢量作用時(shí)間轉(zhuǎn)換為切換時(shí)間，在與三角波對比的基礎(chǔ)上，輸出PWM信號(hào)(梁奇成,賈雅文,2022)。經(jīng)由對不同種類及來源的信息進(jìn)行全面測試，確認(rèn)了此方法的穩(wěn)定度和可信度。這一結(jié)果與劉振教授、程曉天教授等在相關(guān)主題的研究中得到的結(jié)論基本一致，尤其是在研究過程和研究結(jié)果方面具有顯著的相似性。需要注意的是，在此類場景下為了在實(shí)際應(yīng)用中減小開關(guān)損耗，使得在每次開關(guān)狀態(tài)切換時(shí)，只改變其中一相的開關(guān)狀態(tài)，我們采用七段式結(jié)構(gòu)對稱的輸出方法，促使矢量之間平滑切換，提高直流電壓的利用率。3.3基于改進(jìn)型LCL濾波器對中點(diǎn)電位平衡的控制3.3.1傳統(tǒng)的中點(diǎn)電位平衡控制方法--分配因子法的概述由上文分析得知，當(dāng)電路處于小矢量狀態(tài)時(shí)，中點(diǎn)電位會(huì)受到影響，且當(dāng)成對的小矢量作用在中點(diǎn)時(shí)，產(chǎn)生的電流對于中點(diǎn)電位的影響剛好是相反的，從而能夠抵消一部分不平衡的電壓(陳遠(yuǎn),周麗娜,2021)。在這種狀態(tài)下在空間矢量脈寬調(diào)制算法中，由于基本電壓矢量的切換是通過控制開關(guān)管的開斷組合來實(shí)現(xiàn)的，而功率管在切換過程當(dāng)中不可避免的會(huì)存在一定的損耗，從這些反應(yīng)可以察覺因此為了最大限度的減小損耗，減少不必要的開關(guān)切換，在合成參考矢量時(shí)，根據(jù)就近原則選取的基本矢量當(dāng)中往往會(huì)包含小矢量對，我們可以通過對冗余小矢量作用時(shí)間進(jìn)行配置，來實(shí)現(xiàn)對中點(diǎn)電位波動(dòng)的抑制(袁澤羽,成怡茜,2021)。針對這些潛在干擾因素，本文進(jìn)行了深入的剖析，并嘗試通過理論分析與實(shí)證數(shù)據(jù)來量化其影響。具體的配置方法如下：我們可以在正負(fù)冗余小矢量當(dāng)中，引入調(diào)制因數(shù)k，k的范圍在-1到1之間，這在某種程度上傳達(dá)通過中點(diǎn)電位的電壓偏差和中線電流的方向，我們可以調(diào)節(jié)k值，來抑制中點(diǎn)電位的不平衡狀態(tài)(唐一凡,劉心怡,2022)。令式中，tp和tn表示一對正負(fù)小矢量的作用時(shí)間，t1為這對小矢量作用的總時(shí)間，此處選取第一扇區(qū)I區(qū)，在這等情況下計(jì)算一下加入冗余小矢量對后各個(gè)空間矢量的作用時(shí)間，計(jì)算結(jié)果如下圖所示（滕宏偉，蔣美娟，2021）。矢量作用時(shí)間時(shí)序表為了減少開關(guān)管的頻繁開斷，我們引入一個(gè)滯環(huán)寬度h，使得中點(diǎn)電壓偏差控制在滯環(huán)范圍內(nèi)即可（程子睿，許怡，2023）。此時(shí)，在此類設(shè)置中當(dāng)中點(diǎn)電位的絕對值不大于滯環(huán)寬度h時(shí)，VO=0;當(dāng)中點(diǎn)電位的絕對值大于滯環(huán)寬度h時(shí)，VO與iO共同影響k的大小。即分配因子k的大小主要由中線電流iO方向和中點(diǎn)電位VO的變化方向決定，具體為(嵇報(bào)遠(yuǎn)，殷村琳,2023)：在此類條件下對中點(diǎn)電位平衡因子的控制規(guī)律總結(jié)如下表所示，當(dāng)中點(diǎn)電位大小超出滯環(huán)寬度時(shí)，這些事件預(yù)示著一些未來的可能性我們可以對應(yīng)地去調(diào)整正負(fù)小矢量的作用時(shí)長，使得C1、C2兩電容進(jìn)行充放電，使得偏差控制在脈寬范圍內(nèi)，k值為0。k值控制規(guī)律表傳統(tǒng)的中點(diǎn)電位平衡控制方法，即分配因子法，具有以下幾種特點(diǎn)，在應(yīng)用時(shí)值得注意(周浩然,李思敏,2021)：控制方法比較簡單，效果好、響應(yīng)快，在此類環(huán)境中輸出的電壓諧波量較少；引入滯環(huán)寬度的大小要合理，若將滯環(huán)寬度設(shè)置過大時(shí)，控制效果會(huì)受到影響，中點(diǎn)電位得不到有效平衡；若將滯環(huán)寬度設(shè)置的過小時(shí)，逆變器中開關(guān)管開通關(guān)斷的頻率過高，器件損耗變大，壽命減小，系統(tǒng)維護(hù)成本升高（霍俊熙，林澤昊，2023）。此外，在此基礎(chǔ)上，在這等條件下我們還可以從中點(diǎn)電位電荷角度來考慮，從周期開始時(shí)由電容電壓的偏差，計(jì)算出電荷偏差，可以得到需要注入或者抽出的中點(diǎn)電荷量，實(shí)現(xiàn)電位平衡。從理論角度出發(fā)，只要方案接收的輸入信息與預(yù)期相符，其輸出就有望滿足設(shè)計(jì)目標(biāo)。具體來說，若起始條件與參數(shù)配置準(zhǔn)確無誤，且所采用的模型或方法論構(gòu)建合理，則其成果將具有高度的信賴度和實(shí)用性。3.2.2改進(jìn)型LCL濾波器的引入對中點(diǎn)電位的影響第二章我們詳細(xì)分析了改進(jìn)型LCL濾波器的引入對于抑制高頻共模電流具有顯著的效果，但是由于我們將LCL濾波器的濾波電容的公共點(diǎn)回接到了直流側(cè)中點(diǎn)，則勢必會(huì)對直流側(cè)中點(diǎn)平衡造成影響，主要由于（韓天辰，孫雅瀾，2020）：將LCL濾波器回接到三相電流的輸入端，相當(dāng)于為三相橋臂電流注入零序分量，使得三相橋臂電流之和不再為0，使得電路在一對小矢量狀態(tài)作用時(shí)對于中點(diǎn)電位的影響不再可以相互抵消，這在一定范圍內(nèi)顯示了如當(dāng)小矢量ONN和POO為一對冗余小矢量，當(dāng)小矢量ONN作用時(shí)，中線電流inpo=iA;當(dāng)小矢量POO作用時(shí)，中線電流inp1=iB+iC=iO-iA,不等于inpo。示意圖如下（許文博，鄭啟航，2023）：小矢量ONN小矢量POO即采用了LCL濾波器后，在一對冗余小矢量作用下的電路中線電流不再完全相反，這在某種程度上映射了此時(shí)直流側(cè)中點(diǎn)電位的大小不再由中線電流inp單獨(dú)影響，而是由中線電流inp和注入的零序電流io共同影響，此時(shí)流入流出中點(diǎn)的電荷量計(jì)算公式如下：此時(shí)，本文研究背景下我們不可忽視這種情況的存在傳統(tǒng)的滯環(huán)分配因子法在該電路中點(diǎn)電位平衡控制時(shí)不再適用，下文對它進(jìn)行修正，提出一種廣義的分配因子法。3.3.2廣義的分配因子法定義SN為表示三相橋臂開關(guān)狀態(tài)的函數(shù)，N值為2、1、0，分別表示橋臂的開通狀態(tài)分別為+Vdc/2、0、-Vdc/2;則中線電流inp的表達(dá)式為(吳佳敏,丁依依,2020)：由以上詳細(xì)分析內(nèi)容得出下表為引入改進(jìn)型LCL濾波器后冗余小矢量與對應(yīng)中線電流值的修正后的版本：由上面推導(dǎo)可知，流出中點(diǎn)的電荷量np與中線電流和零序電流共同決定，在SVPWM算法中，我們將空間矢量圖分為6個(gè)扇區(qū)來計(jì)算，根據(jù)上述論證推斷在這里我們也可以現(xiàn)計(jì)算出第一個(gè)扇區(qū)的電荷量Qnp，由對稱性計(jì)算出整個(gè)空間矢量圖Qnp的大小。當(dāng)參考電壓落在第一個(gè)扇區(qū)的B三角形區(qū)域時(shí)如圖，依此背景來看根據(jù)就近原則，輸出矢量的順序?yàn)?00-200-210-211-210-200-100,具體的七段式時(shí)序圖如下(鄭子豪,王麗娜,2021)：第一扇區(qū)合成參考矢量輸出電壓矢量時(shí)序圖當(dāng)參考矢量位于第一扇區(qū)的B三角形時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流出中點(diǎn)的電荷量大小為：式中inp0=iA,inp1=0,inp2=iB,inp7=i0-iA;每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)直流側(cè)電容電壓偏差為Udm,在中點(diǎn)儲(chǔ)存的電量為：Qnp0=CUdm；為了使得中點(diǎn)電位平衡，要使每周期內(nèi)電容的充放電量相等：Qnp=Qnp0;在傳統(tǒng)的分配因子法中，基于此種情況小矢量作用時(shí)間t0’和t7’滿足下式：式中t0表示小矢量總的作用時(shí)間。聯(lián)立上式，可以得到此時(shí)分配因子k的表達(dá)式為：上式中，我們可以得到在引入改進(jìn)型LCL濾波器后廣義的分配因子的計(jì)算方法，實(shí)現(xiàn)精確地調(diào)節(jié)小矢量的作用時(shí)間，控制中點(diǎn)平衡。第四章仿真結(jié)果與分析為了驗(yàn)證引入改進(jìn)型LCL濾