4.1單相逆變電路4.1.1方波調(diào)制方式工作原理圖4-1單相全橋電壓源型逆變電路帶阻感負載時的拓撲及理論波形(方波調(diào)制)1)t=t1時，V1和V4導通，負載電流正向增大，負載電壓uo=Ud。2)t=t2時刻，V1和V4關斷，開通V2和V3，但因為此時負載電流無法換向，因此V2和V3不能開通而由VD2和VD3續(xù)流，負載電流正向減小，負載電壓uo=-Ud。3)t=t3時刻，負載電流正向減小至零，VD2和VD3自然關斷，此時V2和V3導通，負載電流反向增大，負載電壓uo=-Ud。4)t=t4時刻，V2和V3關斷，開通V1和V4，但同樣因為負載電流無法換向，因此V1和V4無法開通而由VD1和VD3續(xù)流，負載電流反向減小，負載電壓uo=Ud。5)在負載電流反向減小至零時，VD1和VD3自然關斷，此時V1和V4導通，重復上述過程。4.1單相逆變電路4.1.1方波調(diào)制方式仿真分析圖4-2單相全橋電壓源型逆變電路帶阻感負載時的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，期望輸出的交流電壓基波頻率為50Hz，交流側(cè)負載電阻R=1Ω、電感L=1mH(1)觸發(fā)脈沖設置V1和V4的觸發(fā)脈沖設置V2和V3的觸發(fā)脈沖設置4.1單相逆變電路4.1.1方波調(diào)制方式仿真分析圖4-2單相全橋電壓源型逆變電路帶阻感負載時的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，期望輸出的交流電壓基波頻率為50Hz，交流側(cè)負載電阻R=1Ω、電感L=1mH(2)測量模塊設置THD模塊參數(shù)的設置Fourier模塊參數(shù)設置RMS模塊參數(shù)設置4.1單相逆變電路4.1.1方波調(diào)制方式仿真分析圖4-5單相全橋電壓源型逆變電路帶阻感負載時的輸出電壓電流波形4.1單相逆變電路4.1.2移相調(diào)壓方式工作原理圖4-6單相全橋電壓源型逆變電路移相調(diào)壓時的觸發(fā)脈沖及輸出電壓電流波形1)t1時刻之前，uG1和uG4為正，V1和V4導通，負載電流正向增大，負載電壓uo=Ud。2)t1時刻，uG4由正變負、uG3由負變正，V4關斷，但由于負載電流無法換向，因而V3無法導通，V1和VD3續(xù)流，負載電流正向減小，負載電壓uo=0。3)考慮電感L足夠大時，在t=t2時刻，負載電流尚未正向衰減至零；此時uG1由正變負、uG2由負變正，V1關斷，同樣由于負載電流無法換向，因此V2無法導通，電路中VD2和VD3續(xù)流，負載電流進一步正向減小，負載電壓uo=-Ud。4)當負載電流正向減小至零時，VD2和VD3自動關斷，V2和V3導通，負載電流反向增加，負載電壓uo=-Ud。5)在t=t3時刻，

uG3由正變負、uG4由負變正，V3關斷，由于負載電流無法換向，因此V4無法導通，電路中V2和VD4續(xù)流，負載電流反向減小，負載電壓uo=0。6)當下一時刻，uG2由正變負、uG1由負變正時，V2關斷，V1暫無法導通，因為VD1和VD4續(xù)流，負載電流進一步反向減小，負載電壓uo=Ud；當負載電流反向減小至零時，又切換到V1和V4導通，開始新的循環(huán)。4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路工作原理圖4-7單相全橋SPWM逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)(1)在調(diào)制波ur的正半周，V1管保持導通、V2管保持關斷，通過調(diào)制波和載波的交點控制V4的通斷。當ur>uc時，V4導通，負載電壓uo=Ud；當ur<uc時，V4關斷，負載電壓uo=0，V1和VD3續(xù)流。(2)在調(diào)制波ur的負半周，V2管保持導通、V1管保持關斷，通過調(diào)制波和載波的交點控制V3的通斷。當ur<uc時，V3導通，負載電壓uo=-Ud；當ur>uc時，V3關斷，負載電壓uo=0，V2和VD4續(xù)流。圖4-8單極性SPWM原理圖4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路工作原理圖4-7單相全橋SPWM逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)圖4-9雙極性SPWM原理圖雙極性調(diào)制時，不再區(qū)分調(diào)制波ur的正負半周，而是當ur>uc時，V1和V4導通，負載電壓uo=Ud；當ur<uc時，V1和V4關斷，V2和V3暫無法導通、VD2和VD3續(xù)流，負載電壓uo=-Ud，當續(xù)流完成后V2和V3導通，負載電壓還是uo=-Ud。4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路仿真分析-雙極性調(diào)制圖4-10單相全橋雙極性SPWM逆變電路的仿真模型圖4-11雙極性SPWM仿真模塊直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，單相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為2、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)，交流側(cè)負載電阻R=1Ω、電感L=1mH(1)調(diào)制波ur的生成：采用一個時鐘模塊提供時間t，經(jīng)過2*pi*f增益和sin模塊后生成，ur=m*sin(2*pi*f*t)，其中f為載波頻率、m為調(diào)制度(0<m≤1)，可通過ModelProperties中的初始化InitFcn中設置，如圖4-12所示，仿真中設置f=50Hz、m=0.8。圖4-12參數(shù)初始化設置4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路仿真分析-雙極性調(diào)制圖4-10單相全橋雙極性SPWM逆變電路的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，單相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為2、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)，交流側(cè)負載電阻R=1Ω、電感L=1mH圖4-13載波生成模塊及其參數(shù)配置對話框(2)載波uc的生成：采用連續(xù)序列模塊(RepeatingSequence)生成，具體設置如圖4-13所示。因采用雙極性調(diào)節(jié)，uc為正負變化的等腰三角波，同時uc的周期對應的是器件通斷頻率、即開關頻率。仿真中設置的uc為周期fc、幅值為±1的等腰三角形(需要注意的是，uc和ur的幅值要相互對應，例如本仿真中都采用了標幺處理)。4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路仿真分析-雙極性調(diào)制圖4-10單相全橋雙極性SPWM逆變電路的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，單相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為2、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)，交流側(cè)負載電阻R=1Ω、電感L=1mH圖4-14f=50Hz及fc=1000Hz時的雙極性SPWM波形(3)比較及脈沖生成環(huán)節(jié)：采用邏輯運算環(huán)節(jié)比較調(diào)制波ur和uc的大小，并將比較結(jié)果轉(zhuǎn)換成布爾型，再通過取反運算得到V1~V4四路脈沖信號。4.1單相逆變電路4.1.3單相橋式SPWM逆變電路仿真分析-雙極性調(diào)制圖4-15f=50Hz及fc=1000Hz時的負載電壓電流波形圖4-16f=50Hz及fc=5000Hz時的負載電壓電流波形4.2三相逆變電路4.2.1三相橋式SPWM逆變電路工作原理圖4-17三相全橋SPWM逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)圖4-18三相全橋SPWM逆變電路的理論波形1)三相的控制方式類似，以U相為例，在urU>uc時，上橋臂V1導通、下橋臂V4關斷，U相輸出電壓相對直流電源Ud的中性點N’為uUN'=Ud/2。2)在uRu<uc時，上橋臂V1關斷、下橋臂V1開通，U相輸出電壓相對直流電源Ud的中性點N’為uUN'=-Ud/2。3)V1和V4始終互補，上述V1或V4導通有可能是對應IGBT導通，也有可能是對應二極管導通，但是不影響輸出電壓。4.2三相逆變電路4.2.1三相橋式SPWM逆變電路仿真分析圖4-19三相全橋SPWM逆變電路的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，三相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為3、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)，三相對稱交流負載電阻R=1Ω、電感L=1mH圖4-20三相全橋SPWM脈沖生成模塊及參數(shù)配置對話框4.2三相逆變電路4.2.1三相橋式SPWM逆變電路仿真分析圖4-21f=50Hz及fc=1000Hz時的三相全橋SPWM仿真波形圖4-22f=50Hz及fc=5000Hz時的三相全橋SPWM仿真波形4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術工作原理圖4-23滯環(huán)電流PWM跟蹤控制逆變的原理圖及理論波形

通過電流傳感器檢測實際電流信號i，與正弦指令信號i*進行比較，兩者偏差作為滯環(huán)比較器的輸入，滯環(huán)比較器的輸出控制V1或V2的通斷。當V1或VD1導通時，實際負載電流i增大；當V2或VD2導通時，實際負載電流i減小。這樣通過環(huán)寬為2?I的滯環(huán)比較器的控制，負載電流被限制在i*+?I和i*-?I的范圍內(nèi)。4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術仿真分析圖4-24滯環(huán)電流PWM跟蹤控制逆變的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，三相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為3、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)圖4-25三相滯環(huán)電流PWM跟蹤控制部分模型4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術仿真分析圖4-24滯環(huán)電流PWM跟蹤控制逆變的仿真模型直流側(cè)輸入電壓Ud=300V，三相全橋逆變電路采用通用橋模塊(設置橋臂數(shù)目為3、電力電子器件選用帶二極管的IGBT模塊即IGBT/Diodes)圖4-26滯環(huán)比較器模塊及其參數(shù)配置對話框4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術仿真分析圖4-27?I為0.01、負載電感為100mH時的仿真波形4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術仿真分析圖4-28?I為0.1、負載電感為100mH時的仿真波形4.2三相逆變電路4.2.2PWM跟蹤控制技術仿真分析圖4-29?I為0.01或0.1、負載電感為10mH時的仿真波形?I為0.01、負載電感為10mH?I為0.1、負載電感為10mH4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術工作原理圖4-30六拍控制時的輸出合成電壓矢量圖4-17三相全橋SPWM逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)當采用180°導通方式時，逆變電路共有8種工作狀態(tài)。假設狀態(tài)“1”表示每相橋臂的上管導通、“0”表示每相橋臂的下管導通，8種狀態(tài)對應的工作狀態(tài)及各相輸出電壓、輸出合成電壓如表4-1所示，表中u1~u6為有效工作狀態(tài)、u0和u7因輸出合成電壓為零而被稱為是零矢量。一般將上述6個有效工作狀態(tài)交替工作60°的控制方式稱為六拍控制，對應的合成電壓空間矢量則如圖4-30所示。4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術工作原理表4-1180°導通方式時的工作狀態(tài)、各相輸出電壓及合成電壓圖4-17三相全橋SPWM逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)當采用180°導通方式時，逆變電路共有8種工作狀態(tài)。假設狀態(tài)“1”表示每相橋臂的上管導通、“0”表示每相橋臂的下管導通，8種狀態(tài)對應的工作狀態(tài)及各相輸出電壓、輸出合成電壓如表4-1所示，表中u1~u6為有效工作狀態(tài)、u0和u7因輸出合成電壓為零而被稱為是零矢量。4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術工作原理

當六拍控制時，輸出合成電壓矢量為一正六邊形，對于交流電動機來說，若忽略電動機定子電阻壓降，則定子合成電壓矢量與磁鏈空間矢量之間存在如下近似關系即當逆變器采用六拍控制時，輸出合成電壓矢量為正六邊形、磁鏈軌跡也近似是正六邊形，無法達到圓形磁鏈軌跡要求。要想獲得接近圓形的磁鏈軌跡，可將圖4-30所示的正六邊形進行N等分，以6個有效矢量作為基本矢量，按照平行四邊形合成法則，進行期望輸出矢量合成，從而形成正多邊形、甚至接近圓形磁鏈軌跡。在實際應用中，6個有效工作矢量將電壓矢量空間分為對稱的六個扇區(qū)，當期望輸出電壓矢量位于某一扇區(qū)時，可選擇與期望電壓矢量相鄰的2個有效工作矢量進行合成，2個零矢量的插入可有效減少開關切換次數(shù)。圖4-30六拍控制時的輸出合成電壓矢量4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術SVPWM實現(xiàn)圖4-31兩電平SVPWM的空間矢量圖SVPWM的實現(xiàn)可分為以下三個步驟：(1)判斷期望電壓矢量所在扇區(qū)，選擇基本矢量；(2)確定每個基本矢量作用的時間；(3)確定每個基本矢量的作用順序，即SVPWM實現(xiàn)。(1)扇區(qū)的判斷將期望電壓矢量u分解至兩相靜止坐標系下，通過判斷uα和uβ進行扇區(qū)判斷，具體判斷依據(jù)如下扇區(qū)N=A+2B+4C，N的取值與具體扇區(qū)分布圖4-32扇區(qū)判斷仿真模型4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術SVPWM實現(xiàn)(2)基本矢量作用時間圖4-33基本矢量作用時間仿真模型判斷好期望電壓矢量所處扇區(qū)后，需要選定基本矢量、并確定基本矢量作用時間。由數(shù)學知識推導可知，無論期望電壓矢量在哪一個扇區(qū)，基本矢量作用時間都有共性部分。定義時間變量X、Y、Z分別為(其中T為器件開關周期)當T1+T2>T時，意味著出現(xiàn)了過調(diào)制情況，需要進行額外處理4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術SVPWM實現(xiàn)(3)SVPWM實現(xiàn)(七段式)圖4-35脈沖生成時間的仿真模型三相對應的脈沖生成時間可表述為為使每次開關切換次數(shù)盡量少，在SVPWM實現(xiàn)過程中可插入零矢量進行調(diào)節(jié)。七段式采用的是零矢量分散的實現(xiàn)方式，假設2個零矢量的工作時間分別為T0和T7，在七段式SVPWM中，令T0=T7=(T-T1-T2)/2，七段式SVPWM實現(xiàn)如圖4-34所示。圖4-34七段式SVPWM

不同扇區(qū)內(nèi)，脈沖生成時間與扇區(qū)號的對應關系為4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術仿真分析圖4-36三相全橋SVPWM逆變電路的仿真模型直流側(cè)電壓600V，器件開關頻率5kHz，負載電阻10Ω、電感為15mH，期望電壓通過給定uα和uβ方式給出，調(diào)制度為0.8，系統(tǒng)采樣時間Ts為1×10-6s。圖4-37期望電壓給定設置4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術仿真分析圖4-36三相全橋SVPWM逆變電路的仿真模型直流側(cè)電壓600V，器件開關頻率5kHz，負載電阻10Ω、電感為15mH，期望電壓通過給定uα和uβ方式給出，調(diào)制度為0.8，系統(tǒng)采樣時間Ts為1×10-6s。圖4-37期望電壓給定設置4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術仿真分析圖4-38三相脈沖生成時間馬鞍波圖4-39三角載波設置圖4-40三相PWM脈沖波形4.2三相逆變電路4.2.3SVPWM控制技術仿真分析圖4-41交流側(cè)電流波形圖4-42兩電平SVPWM逆變器輸出線電壓、相電壓波形4.3多電平逆變電路

隨著高壓、大電流功率電力電子器件的快速發(fā)展，傳統(tǒng)的兩電平逆變器輸出的電壓等級和容量不斷提高，然而受器件耐壓等級和功率的限制，不能滿足高壓大功率的要求。另一方面兩電平逆變器因為輸出相電壓只有兩個電平狀態(tài)，電壓波形的諧波含量較高，電磁干擾較嚴重。

多電平逆變電路的出現(xiàn)彌補了兩電平逆變器的不足，多電平逆變器具有開關器件電壓應力小、輸出電壓諧波含量低等優(yōu)點；而且，采用多電平技術可以降低開關器件在開關過程中的du/dt和di/dt，從而改善逆變器的電磁兼容性，在高電壓逆變器領域有著廣泛的應用前景。多電平逆變器主要有4類拓撲結(jié)構(gòu)：二極管鉗位型逆變器、電容鉗位型逆變器、具有獨立直流電源的級聯(lián)型逆變器以及模塊化多電平逆變器。4.3多電平逆變電路4.3.1二極管箝位型三電平逆變器工作原理圖4-44二極管箝位型三電平逆變電路的拓撲結(jié)構(gòu)圖4-45二極管箝位型三電平逆變器的空間矢量分布圖定義三電平逆變器第i相的開關函數(shù)Si(i=a,b,c)為這樣，三電平逆變器共有33=27組輸出開關狀態(tài)，某一組開關狀態(tài)就對應一條空間矢量，經(jīng)過推導，27個電壓矢量可分為3個零矢量、12個冗余短矢量、6個中矢量以及6個長矢量，矢量分布如圖4-45所示。4.3多電平逆變電路4.3.1二極管箝位型三電平逆變器工作原理圖4-45二極管箝位型三電平逆變器的空間矢量分布圖三電平SVPWM的實現(xiàn)，它是由兩電平SVPWM方法推廣而來的。圖4-45所示的三電平空間矢量圖可分為6個大扇區(qū)，每個大扇區(qū)又可分為4個三角形小區(qū)，則共有24個小三角形。由此可列出一系列不等式組，通過參考矢量的幅值和角度判斷出所處的扇區(qū)和小區(qū)。具體的三電平SVPWM實現(xiàn)步驟如下：1)確定參考電壓矢量Vref；2)判斷參考電壓矢量Vref所處大扇區(qū)和小扇區(qū)；3)找出合成參考矢量的幾個基本電壓矢量并確定其作用順序；4)計算基本電壓矢量相對應的作用時間；5)將矢量映射為開關狀態(tài)。4.3多電平逆變電路4.3.1二極管箝位型三電平逆變器工作原理圖4-46參考電壓矢量Vref落在扇區(qū)1的三角形小區(qū)III中由于三電平電壓矢量具有對稱性，以參考電壓矢量Vref落在扇區(qū)1的三角形小區(qū)III中進行分析，如圖4-46所示。Vref可由矢量Va0、Va和Vb合成，故有其中，Ta0、Ta、Tb分別為矢量Va0、Va和Vb的作用時間，T為開關周期，通過數(shù)學關系可求解得參考矢量位于其他扇區(qū)時各矢量的作用時間也可用相同的方法推導，然后可以參考兩電平SVPWM方法進行矢量順序確定、開關狀態(tài)映射等。4.3多電平逆變電路4.3.1二極管箝位型三電平逆變器仿真模型圖4-48二極管箝位型三電平SVPWM逆變電路的仿真模型4.3多電平逆變電路4.3.2H/NPC五電平逆變器工作原理

多電平變換技術利用低耐壓開關器件，提高輸出電壓等級和減小輸出電壓諧波。半橋型鉗位式拓撲需要大量的鉗位二極管或電容，需克服直流側(cè)電容電壓不平衡的難點，當電平數(shù)大于三時，控制將變得更加復雜。2H橋級聯(lián)式多電平逆變器雖具有控制方法簡單、易擴展等優(yōu)點，但需要的獨立直流電源個數(shù)多。H/NPC多電平可以克服鉗位二極管或鉗位電容多、直流側(cè)電容電壓控制困難和需要獨立電源個數(shù)多的缺點，適用于中、高壓大功率應用場合。對于二極管鉗位型五電平逆變器，H/NPC五電平逆變器需要相同的主開關器件，減少了鉗位二極管的個數(shù)，增加了獨立電源的個數(shù)，中點電壓易于控制和實現(xiàn)，無二極管鉗位型五電平逆變器中點電壓不易控制的難題。同時，三電平NPC相關技術已經(jīng)成熟，易于向H/NPC五電平逆變器擴展，易于模塊化，易于級聯(lián)向更高電平拓展。相對于兩電平H橋級聯(lián)五電平逆變器，H/NPC五電平逆變器減少了獨立直流電源的個數(shù)，每相只需一個直流電源。4.3多電平逆變電路4.3.2H/NPC五電平逆變器工作原理圖4-50H/NPC五電平逆變器三相拓撲結(jié)構(gòu)每相由獨立電源供電，即直流母線電壓Vdc=2E，本文由串聯(lián)型12脈波整流器供電。每相由兩個三電平半橋并聯(lián)組成三電平H橋，每個三電平半橋可以輸出-E、0、+E三個電平，兩個三電平半橋輸出電壓疊加可以輸出-2E、-E、0、+E、+2E五個電平。以A相為例，H/NPC五電平由兩個三電平半橋Sa1和Sa2并聯(lián)構(gòu)成。設Vdc=2E，A相輸出狀態(tài)為Sa，兩個三電平半橋輸出開關狀態(tài)為Sa1和Sa2，則三電平H橋輸出開關狀態(tài)Sa=Sa2-Sa1+2。H/NPC五電平逆變器開關狀態(tài)和電路狀態(tài)的關系如表4-5所示。其中Sa=0、1、2、3、4分別表示相電壓為-2E、-E、0、+E、+2E，電路狀態(tài)1表示開關器件導通，0表示關斷。4.3多電平逆變電路4.3.2H/NPC五電平逆變器仿真設計圖4-51五電平載波層疊法

根據(jù)H/NPC多電平逆變器的工作原理和結(jié)構(gòu)特點，介紹基本的載波層疊脈寬調(diào)制。

三角載波層疊PWM調(diào)制策略，對于N電平逆變器來說，每相采用一個幅值為Am和頻率為fm的正弦調(diào)制波us與N-1個幅值Ac和頻率fc相同的三角載波進行比較產(chǎn)生PWM脈沖波。載波層疊調(diào)制策略從三角載波相位的不同分為載波同相層疊法和載波反相層疊法。載波同相層疊法所有三角載波相位相同，載波反相層疊法以零基準線為對稱軸，基準線以上和以下的三角載波具有相反的相位。如圖4-51所示為五電平載波層疊法，(a)為載波同相層疊法，(b)為載波反相層疊法。(a)為載波同相層疊法(b)為載波反相層疊法4.3多電平逆變電路4.3.2H/NPC五電平逆變器仿真設計圖4-52H/NPC五電平逆變電路的仿真模型4.3多電平逆變電路4.3.2H/NPC五電平逆變器仿真設計圖4-53載波層疊調(diào)制fc=5kHz的仿真結(jié)果4.3多電平逆變電路4.3.3MMC五電平逆變電路工作原理圖4-54MMC的主電路拓撲