模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸增量調(diào)制（△M）原理，增量調(diào)制系統(tǒng)最大跟蹤斜率，一般量化噪聲，過載量化噪聲，增量調(diào)制（△M

）系統(tǒng)抗噪聲性能；脈沖編碼調(diào)制（PCM）系統(tǒng)與增量調(diào)制（△M

）系統(tǒng)的比較；差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）原理；自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）原理。數(shù)字通信系統(tǒng)具有許多優(yōu)點(diǎn)而成為當(dāng)今通信的發(fā)展方向。然而自然界的許多信息經(jīng)各種傳感器感知后都是模擬量，例如電話、電視等通信業(yè)務(wù)，其信源輸出的消息都是模擬信號(hào)。若要利用數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸模擬信號(hào)，一般需三個(gè)步驟：把模擬信號(hào)數(shù)字化，即模數(shù)轉(zhuǎn)換（A/D）；進(jìn)行數(shù)字方式傳輸；把數(shù)字信號(hào)還原為模擬信號(hào)，即數(shù)模轉(zhuǎn)換（D/A）。本章在介紹抽樣定理和脈沖幅度調(diào)制的基礎(chǔ)上,重點(diǎn)討論模擬信號(hào)數(shù)字化的兩種方式,及PCM和△M的原理及抗噪聲性能。

目前用的最普遍的波形編碼方法有脈沖編碼調(diào)制(PCM)和增量調(diào)制（△M）。采用脈碼調(diào)制的模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸系統(tǒng)如下圖所示：

模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸7.1抽樣定理超鏈接7.2脈沖幅度調(diào)制（PAM)超鏈接7.3脈沖編碼調(diào)制（PCM）超鏈接7.4自適應(yīng)差分脈沖編碼超鏈接7.5增量調(diào)制（△M）超鏈接7.1抽樣定理抽樣是把時(shí)間上連續(xù)的模擬信號(hào)變成一系列時(shí)間上離散的抽樣值的過程。能否由此樣值序列重建原信號(hào)，是抽樣定理要回答的問題。抽樣定理的分類:根據(jù)信號(hào)是低通型的還是帶通型的，抽樣定理分低通抽樣定理和帶通抽樣定理；根據(jù)用來抽樣的脈沖序列是等間隔的還是非等間隔的，抽樣定理分均勻抽樣定理和非均勻抽樣定理；根據(jù)抽樣的脈沖序列是沖擊序列還是非沖擊序列，抽樣定理分理想抽樣定理和實(shí)際抽樣定理。

返回目錄7.1抽樣定理7.1.1

低通抽樣定理定義:m(t),[0,fH]一個(gè)頻帶限制在(0,fH)赫內(nèi)的時(shí)間連續(xù)信號(hào),如果以TS≤1/(2

fH

)秒的間隔對(duì)它進(jìn)行等間隔（均勻）抽樣,則m(t)將被所得到的抽樣值完全確定。7.1抽樣定理TS=1/(2

fH

)

是抽樣的最大時(shí)間間隔,它被稱為奈奎斯特間隔。此定理告訴我們,若m(t)的頻譜在某一頻率fH以上為零,則m(t)中的全部信息完全包含在其間隔不大于1/2fH秒的均勻抽樣序列里。換句話說，在信號(hào)最高頻率分量的每一個(gè)周期內(nèi)起碼應(yīng)抽樣兩次?；蛘哒f，抽樣速率fS(每秒內(nèi)的抽樣點(diǎn)數(shù)）應(yīng)不小于2fH，若抽樣速率fs

<2fH

，則會(huì)產(chǎn)生失真，這種失真叫混疊失真。7.1抽樣定理原理:

假設(shè)采用周期為的沖激函數(shù)序列，按抽樣定理描述的抽樣間隔對(duì)赫茲內(nèi)的模擬信號(hào)進(jìn)行抽樣，則已抽樣信號(hào)為抽樣過程7.1抽樣定理

7.1抽樣定理

的頻譜為：將通過截止頻率為的低通濾波器，便可得到頻譜，即﹛條件:7.1抽樣定理抽樣過程的時(shí)間函數(shù)及對(duì)應(yīng)頻譜如圖:7.1抽樣定理若,混疊失真。恢復(fù):特點(diǎn):由無窮多組成帶寬

用可以恢復(fù)7.1抽樣定理7.1.2帶通抽樣定理低通:帶通:(,高頻帶寬)帶通均勻抽樣定理:

一個(gè)帶通信號(hào)m(t),其頻率限制在fL與fH

之間,帶寬為B=fH

－fL,如果最小抽樣速率fS=2fH/m

,m是一個(gè)不超過fH/B

的最大整數(shù),那么可完全由其抽樣值確定。7.1抽樣定理

n是不大于的最大正整數(shù)。對(duì)于,。當(dāng)模擬信號(hào)m(t)是窄帶信號(hào),即fH

≥B時(shí),能恢復(fù)出窄帶信號(hào)m(t)的最小抽樣頻率fS≈2B。實(shí)際中廣泛應(yīng)用的高頻窄帶信號(hào)通常都滿足fL>>B,因此對(duì)窄帶信號(hào)通常速率抽樣可按

fS=2B

選擇,而不用選fS=2fH

。7.1抽樣定理例題:已知fL=100.5

MHZ

,fH

=100.9MHZ

,

求fS

的值。解:B

=fH

－fL=0.4MHZ

fH

=nB+kB=252B+0.25B

fS

=

2B

(1+k/n)=2×0.4(1+0.25/252)

≈800.8kHZ

7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

脈沖振幅調(diào)制（PAM）脈沖調(diào)制:以時(shí)間上離散的脈沖串作為載波,用模擬基帶信號(hào)

m(t)去控制脈沖串的某參數(shù),使其按m(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。脈沖振幅調(diào)制（PAM）是脈沖載波的幅度隨基帶信號(hào)變化的一種調(diào)制方式。若脈沖載波是沖激序列,則前面討論的抽樣定理就是脈沖振幅調(diào)制的原理。按抽樣定理得到的信號(hào)ms(t)就是一個(gè)PAM號(hào)。

返回目錄7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

在實(shí)際中通常采用脈沖寬度相對(duì)于抽樣周期較窄的窄脈沖序列,從而實(shí)現(xiàn)脈沖振幅調(diào)制。這里我們介紹用窄脈沖序列進(jìn)行實(shí)際抽樣的兩種脈沖振幅調(diào)制方式:自然抽樣的脈沖調(diào)幅和平頂抽樣的脈沖調(diào)幅。實(shí)際抽樣:理想抽樣:理想沖激函數(shù)抽樣。實(shí)際抽樣:采用脈沖寬度為周期脈沖進(jìn)行抽樣。根據(jù)抽樣脈沖的形狀分為自然抽樣和平頂抽樣。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)1)自然抽樣的脈沖調(diào)幅自然抽樣（曲頂抽樣）:7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

自然抽樣又稱曲頂抽樣,它是指抽樣后的脈沖幅度頂部隨被抽樣信號(hào)m(t)變化。設(shè)基帶信號(hào)為m(t),脈沖載波為s(t)其中是寬度為，高度為A的矩形脈沖。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)設(shè)單個(gè)自然抽樣脈沖調(diào)幅信號(hào)為與的乘積。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

其頻譜可以表示為：7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

其頻譜圖與理想抽樣（采用沖激序列抽樣）的頻譜圖非常相似，也是由無限多個(gè)的頻譜之和組成。其中n=0的成分是(/T)，與原信號(hào)譜只差一個(gè)比例常數(shù)(/T)，因而也可用低通濾波器從中濾出從而恢復(fù)出基帶信號(hào)。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)不同之處:

理想抽樣的頻譜被常數(shù)1/T加權(quán)，因而信號(hào)帶寬為無窮大；而自然抽樣頻譜的包絡(luò)按Sa函數(shù)隨頻率增高而下降，因而帶寬是有限的，且?guī)捙c脈寬有關(guān)。越大，帶寬越小，這有利于信號(hào)的傳輸，但大會(huì)導(dǎo)致時(shí)分復(fù)用的路數(shù)減小，顯然的大小要兼顧帶寬和復(fù)用路數(shù)這兩個(gè)互相矛盾的要求。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

自然抽樣脈沖調(diào)幅信號(hào)ms(t)通過低通濾波器就可以從Ms()中濾出原基帶信號(hào)m(t)的頻譜M(),從而恢復(fù)出基帶信號(hào)m(t)。自然抽樣的脈沖調(diào)幅原理如下圖所示:7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)2)平頂抽樣的PAM

平頂抽樣又叫瞬時(shí)抽樣，它與自然抽樣的不同之處在于它的抽樣后信號(hào)中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時(shí)抽樣值。平頂抽樣信號(hào)：

7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

平頂抽樣PAM信號(hào)產(chǎn)生原理框圖及波形如下圖所示,其中脈沖形成電路地作用就是把沖激脈沖變?yōu)榫匦忻}沖。

設(shè)基帶信號(hào)為m(t),沖激載波為δT

(t),脈沖形成電路的傳輸函數(shù)為Q(),則輸出信號(hào)頻譜為MQ()。

抽樣保持:7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)

由上式看出,平頂抽樣的PAM信號(hào)頻譜MQ()是由Q()加權(quán)后的周期性重復(fù)的M()所組成的。由于是的函數(shù)，如果直接用低通濾波器恢復(fù)，得到的是，必然存在失真。為了從已抽樣信號(hào)中恢復(fù)原基帶信號(hào)m(t),

可在接受端低通濾波器之前增加傳輸特性為1/Q()的修正網(wǎng)絡(luò),那么通過低通濾波器便能無失真地恢復(fù)原基帶信號(hào)m(t)。

在實(shí)際應(yīng)用中，平頂抽樣信號(hào)采用抽樣保持電路來實(shí)現(xiàn)，得到的脈沖為矩形脈沖。7.2脈沖振幅調(diào)制(PAM)恢復(fù):在實(shí)際應(yīng)用中,考慮到實(shí)際濾波器可能實(shí)現(xiàn)的特性,抽樣速率fs要比2fH選的大一些,一般fs=(2.5～

3)fH。平頂抽樣PAM信號(hào)的解調(diào)原理框圖如下圖所示:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)7.3脈沖編碼調(diào)制（PCM）

脈沖編碼調(diào)制PCM簡(jiǎn)稱脈碼調(diào)制,它是一種用一組二進(jìn)制數(shù)字代碼來代替連續(xù)信號(hào)的抽樣值,從而實(shí)現(xiàn)通信的方式。由于這種通信方式抗干擾能力強(qiáng)，它在光纖通信、數(shù)字微波衛(wèi)星通信中獲得了極為廣泛的應(yīng)用。

PCM是一種典型的語音信號(hào)數(shù)字化的波形編碼方式,其系統(tǒng)原理框圖如下頁圖所示。

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

PCM系統(tǒng)原理框圖7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

首先,在發(fā)送端進(jìn)行波形編碼,將輸入的模擬信號(hào)m(t)變換為二進(jìn)制碼組。編碼后的PCM碼組的數(shù)字傳輸方式,可以是直接的基帶傳輸，也可以是對(duì)微波、光波等載波調(diào)制后的調(diào)制輸。在接收端,二進(jìn)制碼組經(jīng)譯碼后還原為量化后的樣值脈沖序列,然后經(jīng)低通濾波器濾除高頻分量，便可得到重建信號(hào)7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)PCM信號(hào)形成示意圖（1）7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)PCM信號(hào)形成示意圖（2）7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

抽樣是按抽樣定理把時(shí)間上連續(xù)的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成時(shí)間上離散的抽樣信號(hào);

量化是把幅度上仍連續(xù)（無窮多個(gè)取值）的抽樣信號(hào)進(jìn)行幅度離散;

編碼是用二進(jìn)制碼組表示量化后的M個(gè)樣值脈沖。

PCM信號(hào)的形成是模擬信號(hào)經(jīng)過“抽樣、量化、編碼”三個(gè)步驟實(shí)現(xiàn)的。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)7.3.1量化利用預(yù)先規(guī)定的有限個(gè)電平來表示模擬信號(hào)抽樣值的過程稱為量化。

抽樣是把一個(gè)時(shí)間連續(xù)信號(hào)變換成時(shí)間離散信號(hào)；

量化則是將幅度連續(xù)的抽樣值變成幅度離散的抽樣值。量化后的信號(hào)

mq(t)是對(duì)原來信號(hào)m(t)的近似,對(duì)模擬抽樣值的量化過程會(huì)產(chǎn)生誤差,稱為量化誤差,通常用均方誤差來度量。由于這種誤差的影響相當(dāng)于干擾或噪聲,故又稱其為量化噪聲。

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

方便起見,假設(shè)m(t)是均值為零,概率密度為f(x)的平穩(wěn)隨機(jī)過程,則量化噪聲的均方誤差(即平均功率)為:

若把積分區(qū)間分割成M個(gè)量化間隔,則量化噪聲的均方誤差可表示為:這是不過載時(shí)求量化誤差的基本公式。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

若量化間隔是均勻的,稱為均勻量化;還有一種是量化間隔不均勻的非均勻量化,非均勻量化克服了均勻量化的缺點(diǎn),是語音信號(hào)實(shí)際應(yīng)用的量化方式。1)均勻量化

(△i相同)

均勻-------等間隔劃分輸入信號(hào)的取值域。

把輸入信號(hào)的取值域按等距離分割的量化稱為均勻量化。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)均勻量化過程2.exe均勻量化過程示意圖:

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

在均勻量化中每個(gè)量化區(qū)間的量化電平均取在各區(qū)間的中點(diǎn)。其量化間隔取決于輸入信號(hào)的變化范圍和量化電平數(shù)。若設(shè)輸入信號(hào)的最小值和最大值分別用a和b表示,量化電平數(shù)為M，則均勻量化時(shí)的量化間隔為:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)量化誤差:相對(duì)誤差:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)均勻量化時(shí)量化器輸出的信號(hào)功率為:量化噪聲功率為:注：應(yīng)為mq7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

在衡量系統(tǒng)性能時(shí)應(yīng)看噪聲與信號(hào)的相對(duì)大小，我們把絕對(duì)量化誤差與信號(hào)之比稱為相對(duì)量化誤差，相對(duì)量化誤差的大小反映了量化器的性能，通常用量化信噪比（S/）來衡量，它被定義為信號(hào)功率與量化噪聲功率之比，即:

當(dāng)輸入信號(hào)m(t)在區(qū)間[-a,a]具有均勻概率密度函數(shù),對(duì)其進(jìn)行M個(gè)電平均勻量化時(shí),平均信號(hào)量化噪聲功率比為:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

當(dāng)量化電平數(shù)M>>1時(shí)用分貝表示為:

由上式可知，量化信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高，信號(hào)的逼真度越好。通常量化電平數(shù)應(yīng)根據(jù)對(duì)量化信噪比的要求來確定。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口。例如在計(jì)算機(jī)的A/D變換，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遙測(cè)遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號(hào)的數(shù)字化接口中，也都使用均勻量化器。

均勻量化的主要缺點(diǎn)是量化信噪比隨信號(hào)電平的減小而下降，產(chǎn)生這一現(xiàn)象的原因是均勻量化的量化間隔為固定值，量化電平分布均勻，因而無論信號(hào)大小如何，量化噪聲功率固定不變。

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

當(dāng)信號(hào)m(t)較小時(shí)，信號(hào)量化噪聲功率比也就很小，這樣，對(duì)于弱信號(hào)時(shí)的量化信噪比就難以達(dá)到給定的要求。通常,把滿足信噪比要求的輸入信號(hào)的取值范圍定義為動(dòng)態(tài)范圍。在均勻量化時(shí)輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍將受到較大的限制,為了克服均勻量化的缺點(diǎn),實(shí)際中往往采用非均勻量化。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)均勻量化的缺點(diǎn)

:小信號(hào)的量化信噪比低,達(dá)不到要求,即輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍受限。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)2)非均勻量化思想:非均勻量化是一種在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)量化間隔不相等的量化。對(duì)于信號(hào)取值小的區(qū)間,其量化間隔也小;反之,量化間隔就大。﹛非均勻量化7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)非均勻量化與均勻量化相比，有兩個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)輸入量化器的信號(hào)具有非均勻分布的概率密度時(shí)，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號(hào)量化噪聲功率比;非均勻量化時(shí),量化噪聲功率的均方根值基本上與信號(hào)抽樣值成正比。因此，量化噪聲對(duì)大、小信號(hào)的影響大致相同,

即改善了小信號(hào)時(shí)的量化信噪比。非均勻量化的實(shí)現(xiàn)方法是將抽樣值通過壓縮器壓縮后再進(jìn)行均勻量化。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)壓縮器:壓大補(bǔ)小,提高信號(hào)的S/Nq。特性:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)廣泛采用的兩種對(duì)數(shù)壓擴(kuò)特性是律壓擴(kuò)和A律壓擴(kuò)。美國(guó)采用律壓擴(kuò),我國(guó)和歐洲各國(guó)均采用A律壓擴(kuò),下面分別討論這兩種壓擴(kuò)的原理。律壓擴(kuò)特性:

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

x為歸一化輸入，y為歸一化輸出，歸一化是指信號(hào)電壓與信號(hào)最大電壓之比，所以歸一化的最大值為1。為壓擴(kuò)參數(shù)，表示壓擴(kuò)程度。

=0,無壓縮;>100,典型=255。A律壓擴(kuò)特性:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)A為壓擴(kuò)參數(shù)，A=1時(shí)無壓縮，A值越大壓縮效果越明顯。典型值7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)下面舉例來計(jì)算壓縮對(duì)量化信噪比的改善量。例:求=100時(shí)，壓縮對(duì)大、小信號(hào)的量化信噪比的改善量，并與無壓縮時(shí)（=0）的情況進(jìn)行對(duì)比。解:

因?yàn)閴嚎s特性為對(duì)數(shù)曲線,當(dāng)量化級(jí)劃分較多時(shí),在每一量化級(jí)中壓縮特性曲線均可看作直線

所以有:7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)因此，量化誤差為當(dāng)〉1時(shí)，的比值大小反映了非均勻量化（有壓縮）對(duì)均勻量化（無壓縮）的信噪比的改善程度。當(dāng)用分貝表示時(shí)，并用符號(hào)Q表示信噪比的改善量那么7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)對(duì)小信號(hào)()時(shí)有該比值大于1，表示非均勻量化的量化間隔比均勻量化間隔小。這時(shí)，信噪比的改善量為7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)對(duì)大信號(hào)()時(shí),有即大信號(hào)信噪比下降13.3。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

采用壓擴(kuò)提高了小信號(hào)的量化信噪比，隨著數(shù)字電路特別是大規(guī)模集成電路的發(fā)展從而相當(dāng)擴(kuò)大了輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍。早期的A律和律壓擴(kuò)特性是用非線性模擬電路獲得的。由于對(duì)數(shù)壓擴(kuò)特性是連續(xù)曲線，且隨壓擴(kuò)參數(shù)而不同，在電路上實(shí)現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當(dāng)復(fù)雜的，因而精度和穩(wěn)定度都受到限制。另一種壓擴(kuò)技術(shù)——數(shù)字壓擴(kuò)，日益獲得廣泛的應(yīng)用。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

數(shù)字壓擴(kuò)是利用數(shù)字電路形成許多折線來逼近對(duì)數(shù)壓擴(kuò)特性。在實(shí)際中常采用的有兩種：一種是采用13折線近似A律壓縮特性，另一種是采用15折線近似律壓縮特性。這里重點(diǎn)介紹A律13折線。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)A律13折線

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7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)斜率:k1=16k2=16k3=8k4=4k5=2k6=1k7=1/2k8=1/4k1,k2段合為一段(7折)7(正)+7(負(fù))–1(正負(fù)第一折合為一折)=13(折)A律13折線的產(chǎn)生是從不均勻量化的基點(diǎn)出發(fā)，設(shè)法用13段折線逼近A=87.6的A律壓縮特性。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)具體方法是：把輸入x軸和輸出y軸用兩種不同的方法劃分。對(duì)X軸在0~1（歸一化）范圍內(nèi)不均勻分成8

段，分段的規(guī)律是每次以二分之一對(duì)分，第一次在0到1之間的1/2處對(duì)分，第二次在0到1/2

之間的1/4處對(duì)分，第三次在0到1/4之間在1/8

處對(duì)分，其余類推。對(duì)Y軸在0~1（歸一化范圍內(nèi)采用等分法，均勻分成8段，每段間隔均為1/8。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

然后把X，Y各對(duì)應(yīng)段的交點(diǎn)連接起來構(gòu)成8段直線，得到上圖所示的折線壓擴(kuò)特性，其中第

1、2段斜率相同(均為16)，因此可視為一條直線段，故實(shí)際上只有7根斜率不同的折線。

參看A律13折線圖以上分析的是正方向，由于語音信號(hào)是雙極性信號(hào)，因此在負(fù)方向也有與正方向?qū)ΨQ的一組折線，也是7根，但其中靠近零點(diǎn)的1、2段斜率也都等于16，與正方向的第1、2段斜率相同，又可以合并一根，因此，正、負(fù)雙向共有折，故稱其為13折線。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

但在定量計(jì)算時(shí)，仍以正、負(fù)各有8段為準(zhǔn)。在13折線編碼方法中,無論輸入信號(hào)是正還是負(fù),均按8段折線進(jìn)行編碼,用8位二進(jìn)制碼C1C2C3C4C5C6C7C8來表示其量化值。其中第一位碼C1表示量化值的極性,稱為極性碼;第二至第四位3位碼C2C3C4的8種可能狀態(tài)來分別代表8個(gè)段落的起點(diǎn)電平,稱為段落碼;第五至第八位4位碼C5C6C7C8的16種可能狀態(tài)用來分別代表每一段落的16個(gè)均勻劃分的量化級(jí),稱為段內(nèi)碼。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

這樣處理的結(jié)果,8個(gè)段落被劃分成128個(gè)量化級(jí)。該編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。

13折線參數(shù)表7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

由表可見,13折線各段落的分界點(diǎn)與A=87.6曲線十分逼近,而且兩特性起始段的斜率均為16,這就是說,13折線非常逼近A=87.6的對(duì)數(shù)壓縮特性。

在A律特性分析中可以看出,取A=87.6有兩個(gè)目的:是使特性曲線原點(diǎn)附近的斜率湊成16；是使13折線逼近時(shí)，x的八個(gè)段落量化分界點(diǎn)近似于按2的冪次遞減分割,有利于數(shù)字化。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

采用13折線編碼方法,在保證小信號(hào)區(qū)間量化間隔相同的條件下,7位非線性編碼于11位線性編碼等效。由于非線性編碼的碼位數(shù)減少,因此設(shè)備簡(jiǎn)化,所需傳輸系統(tǒng)帶寬減少。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

率15折線其中k1=32,對(duì)小信號(hào)放大率更大說明:擴(kuò)張?zhí)匦耘c壓縮特性相反(x,y軸互換即可);小信號(hào)小,大信號(hào)大;壓縮后輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍大。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)2.編碼和譯碼把量化后的信號(hào)電平值變換成二進(jìn)制碼組的過程稱為編碼，其逆過程稱為解碼或譯碼。1)碼字和碼型二進(jìn)制碼具有抗干擾能力強(qiáng)，易于產(chǎn)生等優(yōu)點(diǎn)，因此PCM中一般采用二進(jìn)制碼。對(duì)于M個(gè)量化電平，可以用N位二進(jìn)制碼來表示，其中的每一個(gè)碼組稱為一個(gè)碼字。碼型指的是代碼的編碼規(guī)律，其含義是把量化后的所有量化級(jí)，按其量化電平的大小次序排列起來，并列出各對(duì)應(yīng)的碼字，這種對(duì)應(yīng)關(guān)系的整體就稱為碼型。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

常用二進(jìn)制碼型返回1

返回27.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

在PCM中常用的二進(jìn)制碼型有三種：自然二進(jìn)碼、折疊二進(jìn)碼和格雷二進(jìn)碼（反射二進(jìn)碼）。自然二進(jìn)碼就是一般的十進(jìn)制正整數(shù)的二進(jìn)制表示，編碼簡(jiǎn)單、易記，而且譯碼可以逐比特獨(dú)立進(jìn)行。格雷碼的特點(diǎn)是任何相鄰電平的碼組，只有一位碼位發(fā)生變化，即相鄰碼字的距離恒為1。這種碼不是“可加的”,不能逐比特獨(dú)立進(jìn)行,需先轉(zhuǎn)換為自然二進(jìn)碼后再譯碼。

參看常用二進(jìn)制碼型表7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)折疊二進(jìn)碼是一種符號(hào)幅度碼。左邊第一位表示信號(hào)的極性,信號(hào)為正用“1”表示,信號(hào)為負(fù)用“0”表示;第二位至最后一位表示信號(hào)的幅度,且其幅度碼從小到大按自然二進(jìn)碼規(guī)則編碼,由于正、負(fù)絕對(duì)值相同時(shí),折疊碼的上半部分與下半部分相對(duì)零電平對(duì)稱折疊。

折疊二進(jìn)碼的優(yōu)點(diǎn)是

:1)對(duì)于語音這樣的雙極性信號(hào),只要絕對(duì)值相同,則可以采用單極性編碼的方法,使編碼過程大大簡(jiǎn)化。

2)小信號(hào)出錯(cuò)時(shí)誤差級(jí)數(shù)小。

參看常用二進(jìn)制碼型表

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

通過以上三種碼型的比較,在PCM通信編碼中,折疊二進(jìn)碼比自然二進(jìn)碼和格雷二進(jìn)碼優(yōu)越,它是A律13折線PCM30/32路基群設(shè)備中所采用的碼型。2)碼位的選擇與安排至于碼位數(shù)的選擇，它不僅關(guān)系到通信質(zhì)量的好壞，而且還涉及到設(shè)備的復(fù)雜程度。在信號(hào)變化范圍一定時(shí)，用的碼位數(shù)越多，量化分層越細(xì)，量化誤差就越小，通信質(zhì)量當(dāng)然就更好。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

但碼位數(shù)越多,設(shè)備越復(fù)雜,同時(shí)還會(huì)使總的傳碼率增加,傳輸帶寬加大。一般從話音信號(hào)的可懂度來說,采用3~4位非線性編碼即可,若增至7~8位時(shí),通信質(zhì)量就比較理想了。在13折線編碼中,普遍采用8位二進(jìn)制碼,對(duì)應(yīng)有個(gè)量化級(jí),即正、負(fù)輸入幅度范圍內(nèi)各有128個(gè)量化級(jí),這需要將13折線中的每個(gè)折線段再均勻劃分16個(gè)量化級(jí),由于每個(gè)段落長(zhǎng)度不均勻,因此正或負(fù)輸入的8個(gè)段落被劃分成個(gè)不均勻的量化級(jí)。8.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)按折疊二進(jìn)碼的碼型,這8位碼的安排如下：極性碼段落碼段內(nèi)碼其中第1位碼的數(shù)值“1”或“0”分別表示信號(hào)的正、負(fù)極性，稱為極性碼。對(duì)于正、負(fù)對(duì)稱的雙極性信號(hào),在極性判決后被整流（相當(dāng)取絕對(duì)值），以后則按信號(hào)的絕對(duì)值進(jìn)行編碼,因此只要考慮13折線中的正方向的8段折線就行了。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

第2至第4位碼為段落碼，表示信號(hào)絕對(duì)值處在哪個(gè)段落,3位碼的8種可能狀態(tài)分別代表8個(gè)段落的起點(diǎn)電平。但應(yīng)注意,段落碼的每一位不表示固定的電平,只是用它們的不同排列碼組表示各段的起始電平。第5至第8位碼為段內(nèi)碼

,這4位碼的16種可能狀態(tài)用來分別代表每一段落的16個(gè)均勻劃分的量化級(jí)。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

段落碼段內(nèi)碼7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

在13折線編碼方法中,雖然各段內(nèi)的16個(gè)量化級(jí)是均勻的,但因段落長(zhǎng)度不等,故不同段落間的量化級(jí)是非均勻的。小信號(hào)時(shí),段落短,量化間隔小;反之,量化間隔大。13折線中的第一、二段最短,只有歸一化的1/128,再將它等分16小段,每一小段長(zhǎng)度為

。這是最小的量化級(jí)間隔,它僅有輸入信號(hào)歸一化值的1/2048,記為,代表一個(gè)量化單位;第八段最長(zhǎng),它是歸一化值的1/2,將它等分16小段后,每一小段歸一化長(zhǎng)度為,包含64個(gè)最小量化間隔，記為64。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

如果以非均勻量化時(shí)的最小量化間隔=1/2048作為輸入x軸的單位，那么各段的起點(diǎn)電平分別是0、16、32、64、128、256、512、1024個(gè)量化單位。下表列出了A律13折線每一量化段的起始電平、量化間隔、各位幅度碼的權(quán)值（對(duì)應(yīng)電平）。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)13折線幅度碼及其對(duì)應(yīng)電平返回1返回27.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)由此表可知,第i段的段內(nèi)碼的權(quán)值（對(duì)應(yīng)電平）分別如下：由此可見,段內(nèi)碼的權(quán)值符合二進(jìn)制數(shù)的規(guī)律,但段內(nèi)碼的權(quán)值不是固定不變的,它是隨值而變,這是由非均勻量化造成的?？梢?在保證小信號(hào)時(shí)的量化間隔相同的條件下,7位非線性編碼與11位線性編碼等效。由于非線性編碼的碼位數(shù)減少,因此設(shè)備簡(jiǎn)化,所需傳輸系統(tǒng)帶寬減小。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)3)編碼原理

實(shí)現(xiàn)編碼的具體方法和電路很多,如有低速編碼和高速編碼、線性編碼和非線性編碼;逐次比較型,級(jí)聯(lián)型和混合型編碼器。這里只討論目前常用的逐次比較型編碼器原理。逐次比較型編碼器由整流器,保持電路,比較器及本地譯碼電路組成。實(shí)現(xiàn)A率13折線壓擴(kuò)特性的逐次比較型編碼器的原理框圖如下圖所示。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

返回1

返回2

返回3

返回4

逐次比較型編碼器的原理方框圖返回5

返回67.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

編碼器的任務(wù)就是要根據(jù)輸入的樣值脈沖編出相應(yīng)的8位二進(jìn)制碼,除第一位極性碼外,其它7位二進(jìn)制碼是通過類似于天平稱重物的過程來逐次比較確定的。這種編碼器就是PCM通信中常用的逐次比較型編碼器。預(yù)先規(guī)定好一些作為比較標(biāo)準(zhǔn)的電流(或電壓),稱為權(quán)值電流,用符號(hào)表示。的個(gè)數(shù)與編碼位數(shù)有關(guān)。當(dāng)樣值脈沖到來后,用逐步逼近的方法有規(guī)律地用各標(biāo)準(zhǔn)電流去和樣值脈沖比較,每比較一次出一位碼,直到和逼近為止，完成對(duì)輸入樣值的非線性量化和編碼。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)極性判決電路用來確定信號(hào)的極性。逐次比較型編碼器各部分工作原理是用整流器來判別輸入脈沖的極性,編出第一位碼(極性碼)。輸入PAM信號(hào)是雙極性信號(hào)，其樣值為正時(shí),在位脈沖到來時(shí)刻出“l(fā)”碼;樣值為負(fù)時(shí),出“0”碼;同時(shí)將該信號(hào)經(jīng)過全波整流變?yōu)閱螛O性信號(hào)。本地譯碼電路包括記憶電路、7／ll變換電路和恒流源。記憶電路用來寄存二進(jìn)代碼,因除第一次比較外,其余各次比較都要依據(jù)前幾次比較的結(jié)果來確定標(biāo)準(zhǔn)電流值。因此,7位碼組中的前6位狀態(tài)均應(yīng)由記憶電路寄存下來。

參看框圖(返回1)7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)比較器是編碼器的核心。它的作用是通過比較樣值電流和標(biāo)準(zhǔn)電流，從而對(duì)輸入信號(hào)抽樣值實(shí)現(xiàn)非線性量化和編碼。每比較一次輸出一位二進(jìn)代碼，且當(dāng)＞時(shí)，出“l(fā)”碼；反之出“0”碼。由于在13折線法中用7位二進(jìn)代碼來代表段落和段內(nèi)碼，所以對(duì)一個(gè)輸入信號(hào)的抽樣值需要進(jìn)行7次比較。每次所需的標(biāo)準(zhǔn)電流均由本地譯碼電路提供。

參看框圖(返回2)7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)恒流源也稱11位線性解碼電路或電阻網(wǎng)絡(luò)，它用來產(chǎn)生各種標(biāo)準(zhǔn)電流。在恒流源中有數(shù)個(gè)基本權(quán)值電流支路，基本的權(quán)值電流個(gè)數(shù)與量化級(jí)數(shù)有關(guān)。按A率13折線編出的7位碼，需要11個(gè)基本的電流權(quán)值支路,

每個(gè)支路都有一個(gè)控制開關(guān)。每次應(yīng)該哪個(gè)開關(guān)接通形成比較用的標(biāo)準(zhǔn)電流，由前面的比較結(jié)果經(jīng)變換后得到控制信號(hào)來控制。

參看框圖(返回3)7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)7/11變換電路就是前面非均勻量化中談到的數(shù)字壓縮器。由于按A率13折線只編7位碼，加至記憶電路的碼也只有7位，而線性解碼電路（恒流源）需要11個(gè)基本的電流權(quán)值支路，這就要求有11個(gè)控制脈沖對(duì)其控制。因此，需要通過7/11邏輯變換電路將7位非線性碼轉(zhuǎn)換成11

位線性碼，其實(shí)質(zhì)就是完成非線性和線性之間的轉(zhuǎn)換。

參看框圖(返回4)7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)保持電路的作用是保持輸入信號(hào)的抽樣值在整個(gè)比較過程中具有一定的幅度。由于逐次比較型編碼器編7位碼(極性碼除外)需要在一個(gè)抽樣周期Ts以內(nèi)完成與的7次比較,

在整個(gè)比較過程中都應(yīng)保持輸入信號(hào)的幅度不變，因此要求將樣值脈沖展寬并保持。這在實(shí)際中要用平頂抽樣，通常由抽樣保持電路實(shí)現(xiàn)。參看框圖(返回5)

附帶指出，原理上講模擬信號(hào)數(shù)字化的過程是抽樣、量化以后才進(jìn)行編碼。但實(shí)際上量化是在編碼過程中完成的，也就是說，編碼器本身包含了量化和編碼的兩個(gè)功能。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)例:設(shè)輸入信號(hào)抽樣值=+1260（其中為一個(gè)量化單位,表示輸入信號(hào)歸一化值的1/2048),采用逐次比較型編碼器,按A律13折線編成8位碼

解:

編碼過程如下:

(1)確定極性碼C1:

由于輸入信號(hào)抽樣值

為正,故極性碼

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)(2)

確定段落碼C2C3C4:

參看13折線幅度碼及其對(duì)應(yīng)電平表可知,段落碼C2

是用來表示輸入信號(hào)抽樣值處于13折線8個(gè)段落中的前四段還是后四段,故確定C2的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為第一次比較結(jié)果為Is>Iw,故C2=1,說明Is處于后四段(5至8段)

;7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)C3是用來進(jìn)一步確定Is處于5至6段還是7至8段，故確定C3的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為Iw=512,第二次比較結(jié)果為Is

>Iw，故C3=1，說明Is處于7至8段；同理，確定C4的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為Iw=1024，第三次比較結(jié)果為Is

>Iw，所以C4=1，說明Is處于第8段。經(jīng)過以上三次比較得段落碼C2C3C4

為“111”，Is處于第8段，起始電平為1024

。

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)(3)確定段內(nèi)碼C5C6C7C8:

段內(nèi)碼是在已知信號(hào)輸入信號(hào)抽樣值所處段落的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步表示在該段落的哪一量化級(jí)（量化間隔）。參看13折線幅度碼及其對(duì)應(yīng)電平表可知，第8段的16個(gè)量化間隔均為=64，故確定的標(biāo)準(zhǔn)電流應(yīng)選為第四次比較結(jié)果為，故=0，由段內(nèi)碼表知處于前8級(jí)（0~7量化間隔）；7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

同理,確定

的標(biāo)準(zhǔn)電流為第五次比較結(jié)果為，故=0，表示處于前4級(jí)（0~4量化間隔）；確定的標(biāo)準(zhǔn)電流為第六次比較結(jié)果為，故=1，表示處于2~3量化間隔；7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

最后，確定的標(biāo)準(zhǔn)電流為

第七次比較結(jié)果為，故=1，表示處于序號(hào)為3的量化間隔。由以上過程可知,非均勻量化（壓縮及均勻量化）和編碼實(shí)際上是通過非線性編碼一次實(shí)現(xiàn)的。經(jīng)過以上七次比較,對(duì)于模擬抽樣值+1260,編出的PCM碼組為11110011。它表示輸入信號(hào)抽樣值處于第八段3量化級(jí),其量化電平為1216，故量化誤差等于44。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)簡(jiǎn)法:1)C1=1(正);2)C2C3C4:111

因︱Is︱>1024,故在第八段,C2C3C4=1113)(1260-1024)/64=3……44

通式:

(︱Is︱-IBi)/△i=商……余數(shù)

商為段內(nèi)碼序號(hào),余數(shù)為量化誤差。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

順便指出,若使非線性碼與線性碼的碼字電平相等，即可得出非線性碼與線性碼間的關(guān)系，如下圖示；編碼時(shí)，非線性碼與線性碼間的關(guān)系是7/11變換關(guān)系，如上例中除極性碼外的7位非線性碼1110011，相對(duì)應(yīng)的11位線性碼為10011000000。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)A律13折線非線性碼與線性碼的關(guān)系7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)A律13折線非線性碼與線性碼的關(guān)系7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)4)PCM信號(hào)的碼元速率和帶寬由于PCM要用N位二進(jìn)制代碼表示一個(gè)抽樣值，即一個(gè)抽樣周期內(nèi)要編N位碼，因此每個(gè)碼元寬度為/N，碼位越多，碼元寬度越小，占用帶寬越大。設(shè)m(t)為低通信號(hào)，最高頻率為，按照抽樣定理的抽樣速率，如果量化電平數(shù)為M，則采用二進(jìn)制代碼的碼元速率為式中，N為二進(jìn)制編碼位數(shù)。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

若按奈奎斯特速率對(duì)m(t)抽樣，即，這時(shí)碼元傳輸速率為，按照教材第五章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中分析的結(jié)論，在無碼間串?dāng)_和采用理想低通傳輸特性的情況下，所需最小傳輸帶寬(奈奎斯特帶寬)為實(shí)際中采用升余弦的傳輸特性,此時(shí)所需傳輸帶寬為7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)5)譯碼原理譯碼的作用是把收到的PCM信號(hào)還原成相應(yīng)的PAM樣值信號(hào),即進(jìn)行D/A變換。

A律13折線譯碼器原理框圖如下頁圖所示,它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同,所不同的是增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的7/12位碼變換電路。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)譯碼器原理框圖:

返回1

返回27.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)串/并變換記憶電路的作用是將加進(jìn)的串行PCM碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來,與編碼器中譯碼電路的記憶作用基本相同。極性控制部分的作用是根據(jù)收到的極性碼是“1”還是“0”來控制譯碼后PAM信號(hào)的極性,恢復(fù)原信號(hào)極性。12位線性解碼電路主要是由恒流源和電阻網(wǎng)絡(luò)組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡(luò)類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應(yīng)的PAM信號(hào)。7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)7/12變換電路的作用是將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。在編碼器的本地譯碼器中采用7/11位碼變換,使得量化誤差有可能大于本段落量化間隔的一半,譯碼器中采用7/12變換電路,是為了增加了一個(gè)/2恒流電流,人為地補(bǔ)上半個(gè)量化級(jí),

使最大量化誤差不超過/2,從而改善量化信噪比。兩種碼之間轉(zhuǎn)換原則是兩個(gè)碼組在各自的意義上所代表的權(quán)值必須相等。寄存讀出電路是將輸入的串行碼在存儲(chǔ)器中寄存起來,待全部接收后再一起讀出,送入解碼網(wǎng)絡(luò)。實(shí)質(zhì)上是進(jìn)行串/并變換。

參看框圖7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

譯碼原理框圖與編碼器原理圖(返回6)中的本地譯碼器相似,但不同處在于:

Ci~

Bi時(shí)對(duì)應(yīng)關(guān)系不同編碼:7/11

譯碼:7/12恒流源(線性解碼電路)

編碼:11條支流譯碼:12條支流PCM壓縮與擴(kuò)張7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)3.PCM系統(tǒng)的抗噪聲性能分析PCM的系統(tǒng)性能將涉及兩種噪聲:量化噪聲和信道加性噪聲。由于這兩種噪聲的產(chǎn)生機(jī)理不同,故可認(rèn)為它們是互相獨(dú)立的。

考慮兩種噪聲時(shí),PCM系統(tǒng)接收端低通濾波器的輸出為式中,為輸出信號(hào)成分;為由量化噪聲引起的輸出噪聲;

為由信道加性噪聲引起的輸出噪聲;因此,通常用系統(tǒng)輸出端總的信噪比衡量PCM系統(tǒng)的抗噪聲性能，其定義為7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

設(shè)輸入信號(hào)在區(qū)間具有均勻分布的概率密度，并對(duì)進(jìn)行均勻量化，其量化級(jí)數(shù)為M，在不考慮信道噪聲條件下，由量化噪聲引起的輸出量化信噪比為式中，二進(jìn)碼位數(shù)N與量化級(jí)數(shù)M的關(guān)系為。對(duì)于二進(jìn)制編碼，上式又可表示為

7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)若信道加性噪聲為高斯白噪聲,每一碼組中出現(xiàn)的錯(cuò)碼彼此獨(dú)立,且誤碼率為Pe,則采用N位長(zhǎng)自然編碼。若僅考慮信道加性噪聲時(shí)PCM系統(tǒng)輸出信噪比為Pe為單個(gè)碼元出錯(cuò)的概率同時(shí)考慮量化噪聲和信道加性噪聲時(shí)，PCM系統(tǒng)輸出端的總信噪功率比為7.3脈沖編碼調(diào)制(PCM)

由上式可知:

應(yīng)當(dāng)指出,以上公式是在自然碼、均勻量化以及輸入信號(hào)為均勻分布的前提下得到的。6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制

以較低的速率獲得高質(zhì)量編碼，一直是語音編碼追求的目標(biāo)。通常，人們把話路速率低于64kbit/s的語音編碼方法，稱為語音壓縮編碼技術(shù)。語音壓縮編碼方法很多,其中自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制（ADPCM）是語音壓縮中復(fù)雜度較低的一種編碼方法，它可在32kbit/s比特率上達(dá)到64kbit/s的PCM數(shù)字電話質(zhì)量。近年來，ADPCM已成為長(zhǎng)途傳輸中一種新型的國(guó)際通用的語音編碼方法。

ADPCM是在差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，為此，下面介紹DPCM的編碼原理與系統(tǒng)框圖。

返回目錄6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制1.差分脈沖編碼調(diào)制DPCM

差分(增量)脈沖編碼調(diào)制(DPCM)是改進(jìn)形式的調(diào)制,它是將PCM和相結(jié)合。在系統(tǒng)中,不管誤差信號(hào)如何變化,傳輸?shù)脑隽渴枪潭ú蛔兊摹６贒PCM系統(tǒng)中增量的數(shù)值隨誤差信號(hào)的變化量化成M個(gè)電平之一,然后再進(jìn)行編碼,從而改善了系統(tǒng)的性能。對(duì)DPCM系統(tǒng)的性能分析可以利用PCM和△M系統(tǒng)性能分析所得到的結(jié)論來進(jìn)行。設(shè)輸入信號(hào)m(t)為正弦信號(hào),即k6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制DPCM系統(tǒng)的組成方框圖如下圖所示:6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制圖中,預(yù)測(cè)器的輸入代表重建語音信號(hào)。預(yù)測(cè)器的輸出誤差作為量化器輸入,代表量化器輸出,量化后的每個(gè)預(yù)測(cè)誤差編碼成二進(jìn)制數(shù)字序列,通過信道傳送到目的地。該誤差同時(shí)被加到本地預(yù)測(cè)值而得到。6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制

在接收端裝有與發(fā)送端相同的預(yù)測(cè)器，它的輸出與相加產(chǎn)生。信號(hào)既是所要求的預(yù)測(cè)器的激勵(lì)信號(hào)，也是所要求的解碼器輸出的重建信號(hào)。在無傳輸誤碼的條件下，解碼器輸出的重建信號(hào)與編碼器中的的相同。

6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制

DPCM系統(tǒng)的總量化誤差應(yīng)該定義為輸入信號(hào)樣值與解碼器輸出樣值之差，即由上式可知，這種DPCM的總量化誤差僅與差值信號(hào)的量化誤差有關(guān)。與都是隨機(jī)量，因此DPCM系統(tǒng)總的量化信噪比可表示為6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制式中,是把差值序列作為信號(hào)時(shí)量化器的量化信噪比,與PCM系統(tǒng)考慮量化誤差時(shí)所計(jì)算的的信噪比相當(dāng)?？衫斫鉃镈PCM系統(tǒng)相對(duì)于PCM系統(tǒng)而言的信噪比增益，稱為預(yù)測(cè)增益。如果能夠選擇合理的預(yù)測(cè)規(guī)律，差值功率就能遠(yuǎn)小于信號(hào)功率,就會(huì)大于1，該系統(tǒng)就能獲得增益。對(duì)DPCM系統(tǒng)的研究就是圍繞著如何使和這兩個(gè)參數(shù)取最大值而逐步完善起來的。通常約為6dB~11dB。

6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制

DPCM系統(tǒng)總的量化信噪比遠(yuǎn)大于量化器的信噪比。因此要求DPCM系統(tǒng)達(dá)到與PCM系統(tǒng)相同的信噪比,則可降低對(duì)量化器信噪比的要求,即可減小量化級(jí)數(shù),從而減少碼位數(shù),降低比特率。6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制2.自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制ADPCMADPCM的主要特點(diǎn)是用自適應(yīng)量化取代固定量化,用自適應(yīng)預(yù)測(cè)取代固定預(yù)測(cè)。自適應(yīng)量化指量化臺(tái)階隨信號(hào)的變化而變化,使量化誤差減小;自適應(yīng)預(yù)測(cè)指預(yù)測(cè)器系數(shù)可以隨信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性而自適應(yīng)調(diào)整,提高了預(yù)測(cè)信號(hào)的精度,從而得到高預(yù)測(cè)增益。通過這二點(diǎn)改進(jìn),可大大提高輸出信噪比和編碼動(dòng)態(tài)范圍,降低傳輸速率、壓縮傳輸頻帶是數(shù)字通信頻域的一個(gè)重要的研究課題。ADPCM是實(shí)現(xiàn)這一目的的一種有效途徑。6.4自適應(yīng)差分脈沖編碼調(diào)制與64kb/sPCM相比,在相同信道條件下,32kb/s的ADPCM的方式能使傳輸?shù)脑捖芳颖?使數(shù)字通信系統(tǒng)的每路信道價(jià)格減半,傳輸信道越長(zhǎng),其經(jīng)濟(jì)性越顯著。

因此,在長(zhǎng)途傳輸系統(tǒng)中,ADPCM有著廣泛的應(yīng)用前景。相應(yīng)的,CCITT也形成了關(guān)于ADPCM系統(tǒng)的規(guī)范建議G.721、G.726等。

DPCM:差分脈沖編碼調(diào)制PCM:對(duì)樣值本身編碼

N增加

fb

增加

B增加DPCM:對(duì)相鄰樣值的差值編碼(保證△i相同)

N減少

fb

減少

B減少6.5增量調(diào)制(△M)6.5增量調(diào)制

增量調(diào)制簡(jiǎn)稱或DM,它是繼PCM后出現(xiàn)的又一種模擬信號(hào)數(shù)字傳輸?shù)姆椒?可以看成是DPCM的一個(gè)重要特例。其目的在于簡(jiǎn)化語音編碼方法。與PCM雖然都是用二進(jìn)制代碼去表示模擬信號(hào)的編碼方式。但是,在PCM中,代碼表示樣值本身的大小,所需碼位數(shù)較多,導(dǎo)致編譯碼設(shè)備復(fù)雜;而在中,它只用一位編碼表示相鄰樣值的相對(duì)大小,從而反映抽樣時(shí)刻波形的變化趨勢(shì),而與樣值本身的大小無關(guān)。

返回目錄6.5增量調(diào)制(△M)一.簡(jiǎn)單增量調(diào)制

增量調(diào)制是在PCM方式的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的另一種模擬信號(hào)數(shù)字傳輸?shù)姆椒?可以看成是PCM的一個(gè)特例,它們都是用二進(jìn)制代碼來表示模擬信號(hào)。與PCM方式不同,△M是將模擬信號(hào)變換成僅由一位二進(jìn)制碼組成的數(shù)字信號(hào)序列來表示相鄰抽樣值的相對(duì)大小,通過相鄰抽樣值的相對(duì)變化來反映模擬信號(hào)的變化規(guī)律。在接受端只需要用一個(gè)線性網(wǎng)絡(luò)便可恢復(fù)出原模擬信號(hào)。

△M與PCM編碼方式相比具有編譯碼設(shè)備簡(jiǎn)單,低比特率時(shí)的量化信噪比高,抗誤碼特性好等優(yōu)點(diǎn)。6.5增量調(diào)制(△M)原理:6.5增量調(diào)制(△M)設(shè)量化間隔,抽樣間隔,當(dāng)和足夠小時(shí),1)每?jī)?nèi),電平不變特點(diǎn):上升一個(gè)

2)相鄰之間