-0-超聲波電機(jī)PID控制系統(tǒng)與仿真研究目錄TOC\o"1-3"\h\u31552摘要 I169431前言 115261.1超聲波電機(jī)概述 1268281.2超聲波電機(jī)國(guó)內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀 1233551.3超聲波電機(jī)的控制策略 27181.3.1PID控制 2246781.3.2模糊控制 3228501.4本文研究?jī)?nèi)容 352412行波超聲電機(jī)兩相等效電路模型構(gòu)建 4982.1行波超聲電機(jī)運(yùn)行原理 4205252.2行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)方式 786122.3行波超聲電機(jī)等效電路模型 8144423行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型構(gòu)建 12106373.1行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì) 12289163.1.1推挽逆變電路 12227173.1.2匹配電路 13317683.2超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路匹配電感參數(shù)設(shè)計(jì) 139753.2.1行波超聲電機(jī)串聯(lián)電感匹配方式 14208653.2.2行波超聲電機(jī)LLCC諧振電路匹配方式 15192913.2.3超聲電機(jī)匹配電感設(shè)計(jì)流程 16165593.3行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路仿真模型建立 17217543.3.1超聲電機(jī)單相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型[15] 1893283.3.2超聲電機(jī)兩相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型 20222063.4行波超聲電機(jī)匹配電感仿真分析 22321743.4.1串聯(lián)匹配電感仿真分析 2243393.4.2LLCC諧振電路匹配電感仿真分析 2698183.5行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)特性分析 275604基于電壓相位差超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng) 30157384.1模糊PID控制 30303144.1.1PID控制 30178294.1.2模糊控制 31313584.1.3模糊自整定PID控制 315794.2行波超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)設(shè)計(jì) 3336364.2.1超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)方案設(shè)計(jì) 34322724.2.2行波超聲電機(jī)速度／位置控制系統(tǒng)模型建立 36151394.3行波超聲電機(jī)模糊自整定PID控制仿真模型建立 37181544.3.1基于電壓相位差的超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路仿真模型 37245174.3.2超聲電機(jī)模糊PID仿真系統(tǒng)建立 4043674.4PID控制和模糊自整定PID控制仿真結(jié)果對(duì)比分析 49144154.4.1行波超聲電機(jī)速度控制系統(tǒng)仿真分析 49177054.4.2行波超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)仿真分析 53150975結(jié)論 561前言1.1超聲波電機(jī)概述超聲波電機(jī)一般由定子、軸承、轉(zhuǎn)子、電級(jí)等幾個(gè)部分組成，是利用壓電材料的逆壓電效應(yīng)，將電信號(hào)加載在壓電陶瓷材料的定子上，使得定子表面發(fā)生振動(dòng)頻率為20kHz以上的超聲波機(jī)械式振動(dòng)，再通過(guò)定轉(zhuǎn)子之間的摩擦力作用，材料的微觀變形被機(jī)械共振放大，和摩擦耦合轉(zhuǎn)換成轉(zhuǎn)子宏觀運(yùn)動(dòng)，從而使電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)起來(lái)，得到功率輸出。行波超聲波電機(jī)基本構(gòu)造圖如圖1.1所示。1.外殼；2.螺母；3.彈簧；4.定子；5.壓電陶瓷；6.摩擦材料；7.轉(zhuǎn)子圖1.1行波超聲波電機(jī)內(nèi)部結(jié)構(gòu)相比于傳統(tǒng)的電磁式電機(jī)，超聲波電機(jī)沒(méi)有繞組和磁極，不需要通過(guò)電磁感應(yīng)產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)力，且具有體積小、質(zhì)量輕、低速大轉(zhuǎn)矩、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可以被設(shè)計(jì)成多種形狀（如圓環(huán)形、平板形、空心柱形等）、沒(méi)有電磁干擾、運(yùn)行中沒(méi)有噪聲、電機(jī)動(dòng)作響應(yīng)很快、控制精度高、等特殊性能[1]。目前超聲波電機(jī)在某些領(lǐng)域已經(jīng)得到了很廣泛的運(yùn)用，如：1、照相機(jī)等光學(xué)儀器；2、家用電器；3、各種閥門的控制系統(tǒng)；4、大型醫(yī)療設(shè)備；5、微型機(jī)械；6、機(jī)器人；7、精密儀器；8、航空航天領(lǐng)域；9、汽車行業(yè)。1.2超聲波電機(jī)國(guó)內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀1.2.1國(guó)外研究現(xiàn)狀超聲波電機(jī)的工作原理最早出現(xiàn)在上世紀(jì)40年代，隨著壓電材料地創(chuàng)新發(fā)展，很多國(guó)家地科研人員為了使超聲波電機(jī)有更好地驅(qū)動(dòng)性能開(kāi)始廣泛地研究，其中日本對(duì)超聲波電機(jī)的研究較早，現(xiàn)在超聲波電機(jī)在日本商業(yè)化應(yīng)用非常廣泛，其環(huán)波形超聲電機(jī)已應(yīng)用于相機(jī)、手機(jī)、手表等多種智能產(chǎn)品中，同時(shí)日本有眾多的超聲波電機(jī)專利。21世紀(jì)初，在美國(guó)一些比較重要的高校和科研機(jī)構(gòu)，如NASA、斯坦福大學(xué)等，越來(lái)越多的學(xué)者加入到超聲波電機(jī)研發(fā)中，同時(shí)也在原有電機(jī)基礎(chǔ)上進(jìn)行一些創(chuàng)新，使其普遍應(yīng)用于航天、軍事和生活中，其他的一些國(guó)家，如德國(guó)、韓國(guó)、英國(guó)、意大利等也有一些科研機(jī)構(gòu)和高校來(lái)致力于超聲波電機(jī)的研究[3]。1.2.2國(guó)內(nèi)研究現(xiàn)狀我國(guó)對(duì)超聲波電機(jī)的研究雖然較其他國(guó)家起步晚，但發(fā)展十分迅速，20世紀(jì)80年代，超聲波電機(jī)從國(guó)外引入我國(guó)，全國(guó)眾多高校及科研機(jī)構(gòu)先后投入對(duì)超聲波電機(jī)地研究中，南京航空航天大學(xué)最早成立了超聲波電機(jī)研發(fā)中心。趙淳生院士帶領(lǐng)著它的科研團(tuán)體成功的研發(fā)出多種型號(hào)的超聲波電機(jī)，在超聲波電機(jī)研發(fā)領(lǐng)域遙遙領(lǐng)先，清華大學(xué)也研究出了直徑僅1mm地微型超聲波電機(jī)，隨著我國(guó)在超聲波電機(jī)研發(fā)上不斷地突破，更多的研究成果投入應(yīng)用，帶來(lái)了我國(guó)超聲波技術(shù)的騰飛。1.3超聲波電機(jī)的控制策略1.3.1PID控制比例積分微分控制，也叫PID控制，其發(fā)展較早、功能簡(jiǎn)單、應(yīng)用方便，PID控制器在各種不同的工作條件下都能保持良好的性能。PID控制器各環(huán)節(jié)性能如下：比例控制器GS積分控制器GS微分控制器GS由于超聲波電機(jī)具有高度非線性、時(shí)變性和強(qiáng)耦合性的特點(diǎn)，難以建立一個(gè)非常精確的數(shù)學(xué)模型來(lái)用于控制，因此可以采取將模糊控制與傳統(tǒng)的PID控制相結(jié)合的方法，通過(guò)修改PID參數(shù)，使之更好的與超聲波運(yùn)行特性相匹配。1.3.2模糊控制1965年，Zadeh創(chuàng)立模糊集合論，后來(lái)相繼出現(xiàn)了很多實(shí)用的模糊控制器。模糊控制以模糊集合論、模糊語(yǔ)言變量和模糊邏輯推理為基礎(chǔ)，是一種新型計(jì)算機(jī)控制技術(shù)。模糊控制的本質(zhì)就是一種自調(diào)整、非線性的控制方法，有時(shí)傳統(tǒng)PID控制難以應(yīng)用與高級(jí)控制系統(tǒng)時(shí)，可以結(jié)合兩種控制方法或多種控制方法優(yōu)點(diǎn)來(lái)進(jìn)行復(fù)合控制，如模糊PID控制、模糊神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制、模糊模型參考自適應(yīng)控制等[2]。在對(duì)超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制時(shí)，結(jié)合模糊控制和PID控制各自的優(yōu)點(diǎn)，設(shè)計(jì)一種模糊神PID控制器。使控制器具有算法簡(jiǎn)單、可靠性、靈活性好、適應(yīng)性強(qiáng)、處理能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。1.4本文研究?jī)?nèi)容為了解決行波超聲電機(jī)控制存在的問(wèn)題，本文對(duì)超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制模型和模糊PID控制器進(jìn)行了研究，主要內(nèi)容包括：（1）采用行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行建模[21]。為了提高超聲波電機(jī)的動(dòng)態(tài)性能,分析了行波超聲電機(jī)定子中行波的產(chǎn)生，對(duì)比超聲電機(jī)三種調(diào)制方式:頻率調(diào)制,壓力調(diào)制和相位調(diào)制。采用調(diào)相控制建立超聲電機(jī)等效電路模型，并在此基礎(chǔ)上建立超聲電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，并進(jìn)行驅(qū)動(dòng)特性分析。（2）行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)及感應(yīng)調(diào)整參數(shù)設(shè)計(jì)。驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)是在驅(qū)動(dòng)電路模型的基礎(chǔ)上進(jìn)行的;在確定發(fā)動(dòng)機(jī)系統(tǒng)最佳輸出后，研究感應(yīng)調(diào)整方式，設(shè)計(jì)感應(yīng)參數(shù);最后，通過(guò)MATLAB的Simulink模塊進(jìn)行仿真，對(duì)比不同匹配電感值下電壓輸出波形，驗(yàn)證了驅(qū)動(dòng)電路的有效性。（3）為了解決諸如非線性、時(shí)間變化和制造精確數(shù)學(xué)模型困難的問(wèn)題。結(jié)合超聲波電機(jī)傳動(dòng)電路模型，通過(guò)電壓相位差的變化實(shí)現(xiàn)超聲電機(jī)速度/位置控制，為自調(diào)整超聲電機(jī)建立PID控制器，提高超聲波電機(jī)的性能，通過(guò)模擬分析Simulink來(lái)測(cè)試控制策略的有效性和可行性2行波超聲電機(jī)兩相等效電路模型構(gòu)建行波超聲電機(jī)是一種新型電機(jī)，它使用彈性體內(nèi)部的波來(lái)通過(guò)固定轉(zhuǎn)子摩擦來(lái)獲得轉(zhuǎn)矩，并改進(jìn)電磁能量的傳輸形式，通過(guò)對(duì)定子表面橢圓運(yùn)動(dòng)的分析，研究了超聲電機(jī)的調(diào)速策略，建立了超聲電機(jī)等效電路模型。2.1行波超聲電機(jī)運(yùn)行原理壓電陶瓷為超聲電機(jī)的核心元件。其中Ａ、Ｂ區(qū)域分別代表超聲電機(jī)兩相，Ａ區(qū)和Ｂ區(qū)兩個(gè)極化區(qū)空間相位差為π2，“+”和“-”表示極化方向相反，非極化區(qū)將Ａ、Ｂ兩個(gè)區(qū)域分隔開(kāi)[5] 圖2.1超聲電機(jī)壓電陶瓷極化圖如圖2.1所示，在極化區(qū)，相鄰扇區(qū)方向相反。在單相交流電壓的激勵(lì)下，壓電陶瓷Ａ區(qū)或Ｂ區(qū)的相鄰扇區(qū)會(huì)產(chǎn)生相位相反的伸縮運(yùn)動(dòng)，使定子中激勵(lì)出彎曲振動(dòng)的駐波，如圖2.2所示。當(dāng)兩相交流電壓一起激勵(lì)時(shí)，Ａ、Ｂ兩相產(chǎn)生時(shí)間和空間均相差π2的駐波，駐波在彈性體中疊加，形成彎曲振動(dòng)行波[5]圖2.2行波超聲電機(jī)定子彎曲振動(dòng)產(chǎn)生機(jī)理Ａ相激勵(lì)下的駐波振動(dòng)方程為uA=βAＢ相激勵(lì)下的駐波振動(dòng)方程為uB=βBsin式中:uA、uβAk?彈性波振動(dòng)的次數(shù)，取k=λ?彈性波波長(zhǎng)，λ=n?周向振動(dòng)模態(tài)階數(shù)L?定子環(huán)圓周長(zhǎng)，L=2πRR?平均接觸半徑x?周向空間角度θ?A、B兩相的空間相位差，取θ=t?時(shí)間ω?激勵(lì)電壓角頻率在定子上疊加的駐波，取其表面某一點(diǎn)的振動(dòng)方程為uo=u圖2.3駐波合成行波的機(jī)理由于壓電陶瓷的每個(gè)偏振區(qū)都具有均勻的偏振強(qiáng)度，A相和B相橫向振動(dòng)的振幅相同，即βA當(dāng)θ=πuo=βsinkx?ωt當(dāng)θ=?πuo=βsinkx+ωt由式（2.4）、式（2.5）可得，當(dāng)兩相驅(qū)動(dòng)電壓相位差為±90°時(shí)，定子上就會(huì)產(chǎn)生行波。改變兩相驅(qū)動(dòng)電壓之間相位差，行波傳播方向就會(huì)變化，此時(shí)轉(zhuǎn)子向相反的方向運(yùn)動(dòng)。定子中產(chǎn)生的行波[7]如圖2.4所示，u表示定子表面質(zhì)點(diǎn)的橫向彎曲振動(dòng)，ω表示沿ｘ軸的縱向振動(dòng)位移，取坐標(biāo)系如圖2.4所示。設(shè)中性層所產(chǎn)生的橫向彎曲振動(dòng)位移為uo=βsinkx?ωth為壓電振子的厚度，ho是從壓電振子表面到中性層的距離，定子彈性體表面上一點(diǎn)p,在未彎曲變形前為po，發(fā)生彎曲變形后的彎曲角為θ,從po到pu=uo?h由于uγ很小，所以彎曲角度θu=uo=βsinkx?ωt由式（2.3）可以得到從po到p的縱向振動(dòng)位移w=?h2?當(dāng)βA=βw=?h2kβcoskx?ωt（2.10）uβ其中,ho=h圖2.4定子振動(dòng)機(jī)理同時(shí)，由式（2.9）可得定子表面質(zhì)點(diǎn)的縱向振動(dòng)速度VxVx=?ω當(dāng)βA=βvx=?kho當(dāng)定子表面質(zhì)點(diǎn)運(yùn)動(dòng)到橢圓運(yùn)動(dòng)的最高點(diǎn)時(shí)，即在定子波峰處，定子表面質(zhì)點(diǎn)的橫向振動(dòng)位移u最大，縱向振動(dòng)位移w最小為零，此時(shí)定子質(zhì)點(diǎn)的縱向振動(dòng)速度最大，即：vxmax=?kh式（2.14）表示當(dāng)定子表面上的質(zhì)點(diǎn)運(yùn)動(dòng)到橢圓運(yùn)動(dòng)的最高點(diǎn)時(shí)，此時(shí)質(zhì)點(diǎn)的運(yùn)動(dòng)方向與行波前進(jìn)方向相反。如果定轉(zhuǎn)子間無(wú)滑動(dòng)摩擦，轉(zhuǎn)子接觸面與定子振動(dòng)波形相切，則轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速為vr=vxmax=?k通過(guò)以上分析可得，行波超聲電機(jī)是利用定子表面質(zhì)點(diǎn)在行波波峰處的橫向運(yùn)動(dòng)驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)，所以轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速為定子表面質(zhì)點(diǎn)的橫向運(yùn)動(dòng)，超聲電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)是由于定、轉(zhuǎn)子間的界面摩擦提供動(dòng)力，行波的傳播方向發(fā)生改變，轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)方向也將發(fā)生變化。2.2行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)方式由行波超聲電機(jī)運(yùn)行機(jī)理分析，電機(jī)轉(zhuǎn)速可以通過(guò)改變A、B兩相駐波的頻率ω、電壓幅值β及相位差θ來(lái)實(shí)現(xiàn)控制[8]。表2.1超聲電機(jī)三種控制輸入方式的比較控制變量控制方法優(yōu)點(diǎn)缺點(diǎn)電壓幅值改變行波波動(dòng)幅值、行波振幅和橢圓運(yùn)動(dòng)形狀線性調(diào)速范圍小，低速轉(zhuǎn)矩小，有死區(qū)相位差改變定子表面質(zhì)點(diǎn)的橢圓運(yùn)動(dòng)軌跡換向運(yùn)動(dòng)平滑，實(shí)現(xiàn)柔順控制不容易實(shí)現(xiàn)低速啟動(dòng)驅(qū)動(dòng)頻率通過(guò)調(diào)節(jié)諧振點(diǎn)附近頻率控制速度和轉(zhuǎn)矩響應(yīng)快，易于實(shí)現(xiàn)低速啟動(dòng)非線性對(duì)表2.1三種驅(qū)動(dòng)方式進(jìn)行分析對(duì)比，并結(jié)合行波超聲電機(jī)位置控制需求，本文采用目前較常用的調(diào)相調(diào)速方法，使用調(diào)相控制方法，適合于非線性模型的研究，在調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)時(shí)便于操作。2.3行波超聲電機(jī)等效電路模型基于超聲電機(jī)工作原理建立超聲電機(jī)等效電路模型，適用于超聲電機(jī)控制器設(shè)計(jì)和優(yōu)化，是一種簡(jiǎn)潔有效的研究方式。自由振動(dòng)時(shí)壓電振子的振動(dòng)方程為?F=AV?Zv（2.16）I=YdV+Av式中：F?機(jī)電轉(zhuǎn)換后的輸出機(jī)械力A?力因子，表征壓電陶瓷將電能轉(zhuǎn)換為機(jī)械能的能力V?機(jī)電轉(zhuǎn)換前的輸入電壓Z?輸出端的等效阻抗v?機(jī)電轉(zhuǎn)換后的輸出機(jī)械力的輸出速度I?機(jī)電轉(zhuǎn)換前的輸入電流Yd在壓電陶瓷兩端施加電壓V，產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)力為AV。當(dāng)F=0時(shí)，驅(qū)動(dòng)力使定子被迫振動(dòng)；當(dāng)F≠0時(shí)，此時(shí)定子的振動(dòng)方程包含有轉(zhuǎn)子，這一過(guò)程等效為簡(jiǎn)諧振動(dòng)系統(tǒng)模型。根據(jù)簡(jiǎn)諧振動(dòng)理論，可知振動(dòng)方程為：Mqt+C其模型如圖2.5所示式中：M?定子質(zhì)量C?粘滯阻尼系數(shù)K?彈簧系數(shù)Fdri?驅(qū)動(dòng)力F=0時(shí)，F(xiàn)dri=AV圖2.5系統(tǒng)振動(dòng)模型將式（2.18）改寫為：jωM+C+Kjωq式中ω為驅(qū)動(dòng)力角頻率通過(guò)式（2.16）、式（2.17），輸出端的等效阻抗Z可以表示為Z=jωM+C+Kjω（2令L1=M，R1=C,Z=jωL1+R式中L1R1C1根據(jù)式（2.21），等效阻抗Z在電路圖可以等效為簡(jiǎn)諧振動(dòng)系統(tǒng)模型，如圖2.6所示。圖2.6簡(jiǎn)諧振動(dòng)等效電路模型式（2.17）表示，在壓電陶瓷兩端施加電壓V，電氣輸入端的電流I可分為兩部分：分別為是夾持電容和介電損耗消耗的部分和壓電陶瓷變形消耗的部分，其輸入端等效電路如圖2.7所示。圖2.7電氣輸入端電路模型圖中，Cd為夾持電容；Rd為介電損耗，且Yd=1Rd圖2.8超聲電機(jī)基本等效電路模型令F=0，等效電路模型簡(jiǎn)化后如圖2.9所示。圖2.9超聲電機(jī)定子等效電路變換模型對(duì)變壓器進(jìn)行阻抗變換：Lm=L1A2Rm式中：Lm為等效電感，Rm為等效電阻，Cm圖2.10超聲電機(jī)定子等效電路變換模型根據(jù)行波超聲電機(jī)工作原理，其兩相等效電路如圖2.11所示，由兩個(gè)四端網(wǎng)絡(luò)電路組成。其中負(fù)載Load表示定、轉(zhuǎn)子接觸面對(duì)定子性能的影響因素。圖2.11兩相超聲電機(jī)等效電路3行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型構(gòu)建在超聲電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，最重要的是建立超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型及進(jìn)行驅(qū)動(dòng)特性分析。本章針對(duì)超聲電機(jī)存在的非線性和時(shí)變特性，基于兩相超聲電機(jī)等效電路模型，選擇電感匹配方式，進(jìn)行匹配電感參數(shù)設(shè)計(jì)，對(duì)超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)特性進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型的有效性。3.1行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)目前，驅(qū)動(dòng)電路位于主電路和控制電路之間，可以控制電路地信號(hào)進(jìn)行放大，驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)形式多樣。有推挽逆變電路、雙極性晶體管驅(qū)動(dòng)電路、恒流驅(qū)動(dòng)電路等多種形式。。通過(guò)對(duì)比分析可知，推挽逆變電路[11]前置驅(qū)動(dòng)電路非常簡(jiǎn)單，抗干擾能力強(qiáng)。本文驅(qū)動(dòng)電路采用推挽逆變結(jié)構(gòu)形式，如圖3.1所示。脈沖寬度調(diào)制（PWM）信號(hào)產(chǎn)生單元產(chǎn)生四路PWM信號(hào)。由于PWM元產(chǎn)生的信號(hào)較小，需要經(jīng)過(guò)放大后驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件（MOSFET）地工作，通過(guò)高頻變壓器將電壓幅值放大，再經(jīng)過(guò)匹配電路濾去高次諧波，將輸出的方波信號(hào)轉(zhuǎn)化為正弦信號(hào)以驅(qū)動(dòng)超聲電機(jī)旋轉(zhuǎn)。每一個(gè)設(shè)計(jì)模塊如下圖3.1超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)框圖3.1.1推挽逆變電路推挽逆變電路原理如圖3.2所示[22]。在此采用兩相推挽逆變電路作為超聲電機(jī)功放電路。推挽逆變電路是由PWM信號(hào)、MOSFET和高頻變壓器T組成在輸入兩路控制MOSFET導(dǎo)通截止的PWM信號(hào)，要求這兩路PWM信號(hào)互補(bǔ)并帶一定死區(qū)時(shí)間，以保證不同時(shí)導(dǎo)通。隨著兩個(gè)MOSFET交替導(dǎo)通，在高頻變壓器Ｔ原邊兩個(gè)繞組分別形成相位相反的交流信號(hào)，最終交流信號(hào)在高頻變壓器Ｔ的副邊感應(yīng)輸出。圖3.2推挽逆變驅(qū)動(dòng)電路3.1.2匹配電路當(dāng)電機(jī)工作在串聯(lián)諧振頻率附近時(shí)，整個(gè)電機(jī)表現(xiàn)為容性阻抗。可以通過(guò)電感匹配方式抵消容性分量給整個(gè)電路帶來(lái)的不利影響。因?yàn)橥仆炷孀冸娐份敵鲂盘?hào)的波形為方波信號(hào)，也需經(jīng)過(guò)匹配電路使方波信號(hào)轉(zhuǎn)化為正弦信號(hào)。匹配電路主要有三個(gè)功能：功率匹配、濾波和調(diào)諧匹配。①功率匹配。通過(guò)功率匹配減小無(wú)功損耗。②濾波?？梢詾V除推挽逆變電路輸出的高頻方波信號(hào)，得到超聲電機(jī)需要的正弦波信號(hào)，減小對(duì)超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路穩(wěn)定性的影響③調(diào)諧匹配。使驅(qū)動(dòng)電路頻率和超聲電機(jī)振動(dòng)頻率相近，改善驅(qū)動(dòng)電路與電機(jī)之間的耦合程度，將電能高效地傳給電機(jī)。匹配電路方式可使用串聯(lián)匹配、并聯(lián)匹配、變壓器匹配、電感－電容匹配。這些匹配方式各有利弊，其中串聯(lián)匹配濾波效果較好，電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，但難以應(yīng)用到復(fù)雜建模系統(tǒng)中；并聯(lián)匹配濾波性能較差，不能有效地濾除高次諧波分量，得不到電路輸出需要的正弦波形；變壓器匹配效率高，但變壓器一旦設(shè)計(jì)完成就不能更改，通用性較差；電感－電容匹配方式是串聯(lián)匹配和并聯(lián)匹配折中的匹配方式，能夠較好的抑制高次諧波分量和平衡容抗。串聯(lián)匹配能濾除輸出方波中的高頻諧波分量，使電路靈活性較髙。3.2超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路匹配電感參數(shù)設(shè)計(jì)對(duì)比分析串聯(lián)電感和LLCC諧振電路兩種匹配方式，確定合適的匹配電感模型，為了方便分析，將等效電路轉(zhuǎn)換為RC并聯(lián)電路，如圖3.3所示。圖3.3超聲電機(jī)等效電路轉(zhuǎn)換Lm'=C=Cd?LR=Rm+ω3.2.1行波超聲電機(jī)串聯(lián)電感匹配方式串聯(lián)電感匹配方式結(jié)構(gòu)如圖3.4所示。圖3.4串聯(lián)電感匹配超聲電機(jī)的輸入阻抗為：Ze=Re系統(tǒng)呈純阻抗時(shí)，諧振匹配條件為：ωL=R2ωC1+R匹配電感可以表示為：L=R2C1+R系統(tǒng)的等效阻抗為：Z=R21+R23.2.2行波超聲電機(jī)LLCC諧振電路匹配方式LLCC諧振電路結(jié)構(gòu)如圖3.5所示。圖3.5LLCC諧振電路圖3.5中，C為等效電容，R為等效電阻,Ls、Cs和LpGv=Z1∠Gv=arctanωLs在式（3.8）中，令1RωLs?1此時(shí)Gv=1諧振電路與超聲電機(jī)系統(tǒng)總阻抗：Z=jωLmZ其中∠Zx=arctan1?ω2LsC當(dāng)∠Zx=∠ZC+Cs?根據(jù)式（3.10）、式（3.13），諧振電路的具體參數(shù)滿足：ω2LsCs=13.2.3超聲電機(jī)匹配電感設(shè)計(jì)流程匹配電感的設(shè)計(jì)過(guò)程[13]主要包括匹配方式選擇、經(jīng)驗(yàn)公式求解和模型仿真分析等，其設(shè)計(jì)流程如圖3.6所示。圖3.6超聲電機(jī)電感匹配設(shè)計(jì)流程圖3.3行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路仿真模型建立用MATLAB/Simulink對(duì)超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型進(jìn)行仿真，進(jìn)而分析超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)特性。仿真框圖如圖3.7所示。圖3.7超聲電機(jī)等效電路仿真框圖為了使輸出信號(hào)更為精確，在此構(gòu)建超聲電機(jī)單相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型和兩相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型，通過(guò)仿真對(duì)比分析，驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)的合理性和匹配電路對(duì)輸出信號(hào)的影響。3.3.1超聲電機(jī)單相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型[15]用MATLAB/Simulink中的PowerSystem工具箱建立超聲電機(jī)單相驅(qū)動(dòng)電路模型，該模型由脈沖發(fā)生器ControlledVoltageSource模塊、推挽逆變電路、匹配電感和超聲電機(jī)等效電路模型構(gòu)成。其中，ControlledVoltageSource模塊作為逆變直流電源，MOSFET和高頻變壓器構(gòu)成推挽逆變電路[29]。單相驅(qū)動(dòng)模型仿真如圖3.8所示圖3.8超聲電機(jī)單相驅(qū)動(dòng)模型3.3.2超聲電機(jī)兩相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型根據(jù)圖2.11超聲電機(jī)兩相等效電路模型，基于超聲電機(jī)單相仿真模型，在此建立超聲電機(jī)兩相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型，如圖3.9所示。在此設(shè)置驅(qū)動(dòng)電路仿真參數(shù)為：Cd=9nF，Lm=0.1H，ro=150Ω，Cm=168pF。將PWM信號(hào)頻率設(shè)為40kHz，占空比為40%，漏感參數(shù)為0，其他參數(shù)采用默認(rèn)值。通過(guò)MATLAB對(duì)超聲電機(jī)兩相驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行仿真，得到輸出電壓波形圖，如圖3.10所示。圖3.9超聲電機(jī)兩相等效電路Simulink仿真模型圖3.10驅(qū)動(dòng)電路輸出電壓波形圖由圖3.10可知，方波電壓信號(hào)中的高次諧波經(jīng)過(guò)電感和電機(jī)本身的濾波和抑制作用，就可以獲得滿足超聲電機(jī)運(yùn)行要求的正弦波電壓信號(hào)，說(shuō)明方波信號(hào)作為驅(qū)動(dòng)源是可行的，搭建的驅(qū)動(dòng)電路仿真模型能夠很好的模擬超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路。3.4行波超聲電機(jī)匹配電感仿真分析3.4.1串聯(lián)匹配電感仿真分析根據(jù)式（3.6），將算出的串聯(lián)電感值L=1.76mH輸入到超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路仿真模型，得到超聲電機(jī)單相輸出電壓波形，如圖3.11所示。從圖中可得，輸出的波形為正弦波，波形較穩(wěn)定。所以串聯(lián)電感可以更好地進(jìn)行單相電感匹配。圖3.11L=1.76mH超聲電機(jī)電機(jī)單相輸出波形通過(guò)調(diào)整串聯(lián)電感的參數(shù)，得出電壓輸出波形如圖3.12所示。(a)L=0.5mH電壓輸出波形(b)L=1mH電壓輸出波形（c）L=2.2mh電壓輸出波形(d)L=2.76mH電壓輸出波形(e)L=3mH電壓輸出波形圖3.12電感匹配變壓器輸出電壓波形由仿真結(jié)果可以得到，調(diào)整匹配電感L，匹配電路輸出電壓波形會(huì)發(fā)生變化。根據(jù)圖3.12中的電壓輸出波形來(lái)分析，匹配電感值過(guò)小時(shí)，濾波效果不理想；匹配電感值過(guò)大時(shí)，輸出電壓下降幅度大。當(dāng)L=2.2mH時(shí)，輸出電壓最大。因此為了增大電壓幅值的調(diào)節(jié)范圍并輸出理想的電壓波形，匹配電感值應(yīng)該較小。釆用兩相超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型進(jìn)行仿真，超聲電機(jī)電壓輸出波形如圖3.13所示。圖3.13超聲電機(jī)兩相電壓輸出波形根據(jù)圖3.13的波形圖來(lái)看，超聲電機(jī)兩相電壓幅值不同，且幅值相差較大，此時(shí)串聯(lián)匹配方式會(huì)影響超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制性能，不能很好地作為超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制研究的方法。3.4.2LLCC諧振電路匹配電感仿真分析根據(jù)表3.1所示的超聲電機(jī)參數(shù)和諧振電路參數(shù)，通過(guò)輸入到超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路模型進(jìn)行仿真分析，來(lái)驗(yàn)證LLCC諧振電路匹配方式可靠性，仿真結(jié)果如圖3.14所示。表3.1超聲電機(jī)及諧振電路參數(shù)f/kHzC/nFR/kΩLLC38-426-72-62.61.015圖3.14電機(jī)兩相電壓輸出波形根據(jù)圖3.14可得出，采用LLCC諧振電路匹配方式，輸出的波形為正弦波形，并且兩相電壓的幅值大小能夠保持一致。因此，采用LLCC匹配方式能夠解決用串聯(lián)電感匹配方式時(shí)電壓幅值不一致的問(wèn)題。3.5行波超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)特性分析由仿真模型可得，不同頻率時(shí)超聲電機(jī)轉(zhuǎn)速不同。超聲電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩在0.1Nm~0.4Nm，驅(qū)動(dòng)頻率在40.65kHz（周期0.0000246s）-42.55kHz（周期0.0000235s）之間變化時(shí)的轉(zhuǎn)速變化曲線如圖3.15所示[17]。圖3.15不同頻率和負(fù)載下電機(jī)轉(zhuǎn)速變化曲線根據(jù)圖3.15，隨著頻率和負(fù)載轉(zhuǎn)矩的增加，電機(jī)轉(zhuǎn)速隨之降低。當(dāng)頻率為40.65kHz（周期0.0000246s），負(fù)載轉(zhuǎn)矩為0Nm、0.1Nm、0.2Nm、0.3Nm、0.4Nm時(shí)，電機(jī)轉(zhuǎn)速分別為91rpm,、77rpm、60rpm、47rpm、39rpm。因此，為了增加輸出負(fù)載轉(zhuǎn)矩應(yīng)減小頻率[17]。根據(jù)仿真模型也可以獲得不同電壓相位差時(shí)的電機(jī)轉(zhuǎn)速。當(dāng)負(fù)載轉(zhuǎn)矩在0Nm~0.4Nm變化，兩路電壓相位差取值范圍為?π2~π圖3.16不同相位差和負(fù)載下電機(jī)轉(zhuǎn)速變化曲線從圖3.16可以得到，隨著電壓相位差和負(fù)載轉(zhuǎn)矩增加，電機(jī)轉(zhuǎn)速降低。且在近零相位差附近存在死區(qū)。后面將選擇相位差作為控制變量，但死去對(duì)超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制性能產(chǎn)生影響，需要克服死區(qū)。改變超聲電機(jī)兩相等效電路電壓的相位差，兩相輸出電路電壓波形輸出曲線如圖3.17所示。在圖3.7中，超聲電機(jī)兩相等效電路電壓的相位差在0~π2之間變化，電壓幅值有效值（ａ）相位差為π2的輸出曲線(b)相位差為π3的輸出曲線（c）相位差為π6圖3.17不同相位差時(shí)兩相輸出電壓曲線由圖3.17比較可得出，兩相等效電路相位差越小，輸出曲線波形圖越接近。4基于電壓相位差超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)超聲電機(jī)因其多變量、時(shí)變性，建立精確的數(shù)學(xué)模型較為困難，對(duì)其控制性能有很大的影響，所以采用傳統(tǒng)PID控制無(wú)法滿足要求。因模糊控制能較好的克服參數(shù)時(shí)變及非線性等不利條件，所以在傳統(tǒng)的PID控制基礎(chǔ)上，可以與模糊控制相結(jié)合，設(shè)計(jì)超聲電機(jī)模糊自整定PID控制器進(jìn)行驅(qū)動(dòng)特性分析，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和自適應(yīng)性。4.1模糊PID控制4.1.1PID控制目前PID控制在工業(yè)領(lǐng)域應(yīng)用廣泛，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，對(duì)系統(tǒng)具體模型以來(lái)較少，在大多數(shù)控制領(lǐng)域中，PID控制都能滿足其控制要求。但是由于控制對(duì)象具有非線性、時(shí)變不確定性和強(qiáng)干擾等特性，這些因素也使常規(guī)PID控制在復(fù)雜系統(tǒng)和要求低干擾系統(tǒng)應(yīng)用中受限。PID控制器主要是由比例（Ｐ）、積分（Ｉ）和微分（Ｄ）環(huán)節(jié)組成。其原理框圖如圖4.1所示。圖4.1PID控制系統(tǒng)原理框圖PID控制偏差可表示為：etut對(duì)式（4.1）進(jìn)行拉普拉斯變換，PID控制傳遞函數(shù)為：Gs=K式中：KpTiTd4.1.2模糊控制模糊控制基于模糊理論和模糊邏輯，具有以下特點(diǎn)：（1）不依賴于被控對(duì)象，可對(duì)復(fù)雜的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行簡(jiǎn)化（2）適用于非線性、時(shí)變、滯后模型不完全的控制系統(tǒng)（3）模糊控制器容易控制，掌握較理想模糊控制過(guò)程主要有四部分：①模糊化②建立模糊規(guī)則庫(kù)③模糊推理④解模糊對(duì)。模糊控制系統(tǒng)的控制過(guò)程如圖4.2所示。圖4.2模糊控制過(guò)程其中e為偏差信號(hào),e=yo?y，其中yo為輸入信號(hào)；y為反饋信號(hào)；ec為偏差變化率；E與EC是經(jīng)模糊化后得到的模糊量；U為模糊控制器推理結(jié)果；4.1.3模糊自整定PID控制模糊自整定PID控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4.3所示。模糊自整定PID控制器將給定值與被控對(duì)象的反饋值得到的偏差e和偏差變化率ec作為模糊控制器的輸入，根據(jù)隸屬度函數(shù)和模糊控制規(guī)則表，經(jīng)過(guò)模糊推理輸出PID參數(shù)增量的模糊值和解模糊過(guò)程，進(jìn)一步計(jì)算，實(shí)現(xiàn)對(duì)PID的Kp、Ki和KP=KiKd式中：KPO、KiO、KdO?KP、?Ki、圖4.3模糊自整定PID控制器結(jié)構(gòu)框圖模糊自整定PID控制器工作流程圖如圖4.4所示圖4.4模糊自整定PID控制系統(tǒng)流程圖4.2行波超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)4.2.1超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)選擇速度偏差e(k)和偏差變化率eck=ek?e(k?1)為模糊自整定PID控制輸入變量，參數(shù)的增量?Kp、?Ki和?Kd為輸出變量。e(k)的取值范圍為[?160，160]，eck的取值范圍為[?160，160]。三個(gè)參數(shù)增量?Kp范圍為[?0.6，0.6]，?Ki為Ke=KecPID參數(shù)的增量?Kp、?Ki和K?KK?KK?K超聲波電機(jī)控制狀態(tài)如下所示：調(diào)節(jié)過(guò)程初期（誤差e較大）Kp取較大值可以提高系統(tǒng)響應(yīng)速度；Ki取較小值可避免超調(diào)；調(diào)節(jié)過(guò)程中期（誤差e中等大?。┓糯驥p可調(diào)節(jié)精度；Ki適當(dāng)調(diào)節(jié)可使系統(tǒng)穩(wěn)定性提高；調(diào)節(jié)過(guò)程后期（e較小）Kp取較大值可減小靜態(tài)誤差，提髙控制精度；Kd根據(jù)上述經(jīng)驗(yàn)，建立?Kp、?Ki和?Kd的模糊規(guī)則表，如表4.1、表4.2語(yǔ)言型模糊規(guī)則是由一系列模糊語(yǔ)句構(gòu)成，常用“if…then…”模糊語(yǔ)句的形式，如果設(shè)輸入到模糊控制器的誤差信號(hào)為E，誤差的變化率為輸出信號(hào)為U，用模糊語(yǔ)句表示為：ifE=NBandEC=NBthenU=PB表4.1?KpEECNBNMNSZOPSPMPBNBPBPBPMPMPSZOZONMPBPBPMPSPSZONSNSPMPMPMPSZONSNSZOPMPMPSZONSNMNMPSPSPSZONSNSNMNMPMPSZONSNMNMNMNBPBZOZONMNMNMNBNB表4.2?KiEECNBNBNSZOPSPMPBNBNBNBNMNMNSZOZONMNBNBNMNSNSZOZONSNBNMNSNSZOPSPSZONMNMNSZOPSPMPMPSNMNSZOPSPSPMPBPMZOZOPSPSPMPBPBPBZOZOPSPMPMPBPB表4.3?Kd的模糊規(guī)則表EECNBNBNSZOPSPMPBNBPSNSNBNBNBNMPSNMPSNSNBNMNMNSZONSZONSNMNMNSNSZOZOZONSNSNSNSNSZOPSZOZOZOZOZOZOZOPMPBNSPSPSPSPSPBPBPBPMPMPSPSPSPB4.2.2行波超聲電機(jī)速度／位置控制系統(tǒng)模型建立根據(jù)超聲電機(jī)的運(yùn)行機(jī)理，頻率、電源電壓和負(fù)載變化會(huì)影響超聲電機(jī)輸出。為了達(dá)到理想的控制性能，構(gòu)建超聲電機(jī)速度控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4.5所示，超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4.6所示。其中，wr為轉(zhuǎn)速給定值；w為當(dāng)前轉(zhuǎn)速；θr為位置給定值，圖4.5超聲電機(jī)速度控制系統(tǒng)框圖圖4.6超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)框圖圖中通過(guò)速度／位置反饋信號(hào)與輸入信號(hào)相比較得到偏差e和偏差的變化量ec，將e和ec輸入模糊自整定PID控制系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)PID參數(shù)的在線整定，然后通過(guò)控制器的輸出對(duì)正弦信號(hào)的相位差進(jìn)行控制，以達(dá)到超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制的要求，為下面對(duì)模糊PID控制進(jìn)行仿真打下基礎(chǔ)。4.3行波超聲電機(jī)模糊自整定PID控制仿真模型建立4.3.1基于電壓相位差的超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路仿真模型目前很多研究是基于驅(qū)動(dòng)頻率或者相位差作為控制變量研究超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制。主要是改變相位差和頻率，但是改變兩路信號(hào)相位差的控制策略被提及很少。在此本文用改變超聲電機(jī)兩相電壓信號(hào)的相位差實(shí)現(xiàn)調(diào)速的方法，進(jìn)行驅(qū)動(dòng)控制研究。采用MATLABfunction模塊，通過(guò)編寫程序?qū)崿F(xiàn)輸出信號(hào)隨時(shí)間的變化，然后將程序結(jié)果輸入到VariableTimeDelay模塊，在一個(gè)周期內(nèi)通過(guò)延時(shí)實(shí)現(xiàn)相位差的調(diào)節(jié)。改變相位差的設(shè)計(jì)流程如圖4.7所示。圖4.7產(chǎn)生相位差流程圖在MATLAB／Simulink模塊中搭建超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)數(shù)學(xué)仿真模型，如圖4.8所示。圖4.8超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)數(shù)學(xué)仿真模型4.3.2超聲電機(jī)模糊PID仿真系統(tǒng)建立建立模糊自整定PID驅(qū)動(dòng)控制電路模型后，根據(jù)模糊PID控制的設(shè)計(jì)流程，在MATLAB／Simulink中搭建超聲電機(jī)模糊自整定PID仿真模型子系統(tǒng)，如圖4.9所示。并與傳統(tǒng)PID控制仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，分析模糊PID控制是否適用于本文研究。圖4.9超聲電機(jī)模糊PID仿真模型子系統(tǒng)將PID控制器和模糊自整定PID控制器合成在一個(gè)仿真模型中，并通過(guò)Mux模塊把輸出信號(hào)在同一個(gè)Scope中生成。仿真系統(tǒng)輸入階躍信號(hào)。得到速度控制系統(tǒng)仿真模型如圖4.10所示。4.10超聲電機(jī)速度控制系統(tǒng)仿真模型在此基于MATLAB／Simulink模塊實(shí)現(xiàn)模糊PID控制算法，添加輸入輸出、隸屬函數(shù)、數(shù)值范圍，在Simulink中仿真結(jié)果如圖4.11-4.15所示。輸入、輸出模糊子集均選用七級(jí)劃分，即E、EC和?Kp、?Ki和?Kd的語(yǔ)言變量設(shè)定為{NB，NM，NS，ZO，PS，PM圖4.11輸入e隸屬度函數(shù)圖4.12輸入ec隸屬度函數(shù)圖4.13輸出?Kp隸屬度函數(shù)圖4.14輸出?Ki圖4.15輸出?Kd隸屬度函數(shù)在模糊模塊中設(shè)置模糊控制器。使用的模糊推理方法是Mamdani方法，其中連接詞和相關(guān)術(shù)語(yǔ)設(shè)置為min;設(shè)置相應(yīng)的連接詞o為max;將推理方法設(shè)置為min;合成方法設(shè)置為max，脫霧方法設(shè)置為居中方法。經(jīng)過(guò)模糊、模糊推理和去模糊操作，可以得到模糊的結(jié)果。促進(jìn)有效部署borrosidad控制器的設(shè)計(jì),適用的工具盒borrosidadborrosidad控制器的設(shè)計(jì),特別是在模糊,模糊推理系統(tǒng)的發(fā)行人Mfedit編輯職能的從屬關(guān)系,Ruleedit模糊規(guī)則編輯器、Ruleview規(guī)則模糊,Surfview,鑒于觀察員假設(shè)輸入和輸出表面模糊。在仿真過(guò)程中對(duì)量化因子、比例因子、隸屬度函數(shù)、控制規(guī)則等進(jìn)行調(diào)整使其達(dá)到比較滿意的結(jié)果。最好地控制整個(gè)系統(tǒng)。用模糊規(guī)則編輯器來(lái)實(shí)現(xiàn)模糊語(yǔ)句，模糊正定規(guī)則如圖4.16所示。模糊規(guī)則可以在規(guī)則觀測(cè)窗口中查詢，如圖4.17所示?？刂葡到y(tǒng)的輸出曲面如圖4.28-4.20所示[29]。圖4.16模糊整定規(guī)則圖4.17模糊規(guī)則觀測(cè)器圖4.28輸出?Kp控制曲面圖4.19輸出?Ki圖4.20輸出?Kd控制曲面本文應(yīng)用MATLAB軟件中的fuzzy模塊完成了超聲電機(jī)控制系統(tǒng)的模糊自整定PID控制器的構(gòu)建。運(yùn)用fuzzy模塊進(jìn)行模糊化、模糊規(guī)則庫(kù)的建立、模糊推理及解模糊的工作?；趂uzzy模塊構(gòu)建的超聲電機(jī)控制系統(tǒng)的模糊自整定PID控制器的總體結(jié)構(gòu)如圖4.21所示。圖4.21模糊控制器中體結(jié)構(gòu)圖4.4PID控制和模糊自整定PID控制仿真結(jié)果對(duì)比分析4.4.1行波超聲電機(jī)速度控制系統(tǒng)仿真分析（１）PID控制階躍響應(yīng)分析基于仿真模型進(jìn)行Simulink仿真，階躍信號(hào)輸入下，PID控制響應(yīng)曲線如圖4.22所示。且表4.4表示，比例系數(shù)變化時(shí)，系統(tǒng)超調(diào)量和調(diào)節(jié)時(shí)間也會(huì)發(fā)生變化。因?yàn)榉e分的作用，需要累加每個(gè)時(shí)刻的信號(hào)，因此會(huì)對(duì)系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間出現(xiàn)延遲，在行波超聲電機(jī)控制系統(tǒng)中，積分作用會(huì)使系統(tǒng)響應(yīng)有四分之一周期的延遲。令Ki=500，Kp分別為0.01、0.05、0.1和0.2，階躍響應(yīng)下的系統(tǒng)圖4.22PID階躍響應(yīng)曲線表4.4比例系數(shù)變化時(shí)的波形K超調(diào)量到達(dá)穩(wěn)定時(shí)間0.0114.4%0.0040.0511.25%0.00350.111.875%0.00320.223.75%0.0324當(dāng)Kp=10時(shí)，響應(yīng)曲線如圖4.23所示。但系統(tǒng)后續(xù)為等幅周期真蕩，不收斂，所以圖4.23Kp=10根據(jù)圖4.22、圖4.23，隨著Kp的增大，系統(tǒng)調(diào)整時(shí)間和超調(diào)量減小，但Kp（２）模糊自整定PID階躍響應(yīng)分析模糊自整定PID控制器的PID參數(shù)初始設(shè)定為Kp=0.05、Ki=500、Kd=0.001；但其參數(shù)Kp、Ki和Kd是根據(jù)e與ec的變化而改變的，仿真時(shí)間為t=0.05s，將模糊自整定PID控制與PID控制進(jìn)行對(duì)比分析，驗(yàn)證模糊自整定PID方法的有效性。圖4.24為在階躍響應(yīng)下，PID控制、PI控制、模糊PID控制系統(tǒng)輸出曲線的對(duì)比。其中，橫軸表示仿真時(shí)間（s），縱軸表示響應(yīng)速度（rad/s）。圖4.24Fuzzy-PID速度控制效果對(duì)比圖通過(guò)圖4.24比較控制系統(tǒng)超調(diào)量，超調(diào)量越小，控制系統(tǒng)性能越好，因此模糊PID控制明顯優(yōu)于PID控制和PI控制，并且在響應(yīng)速度，調(diào)節(jié)時(shí)間等指標(biāo)方面，模糊PID控制也有很大的優(yōu)勢(shì)。通過(guò)圖4.22可計(jì)算出超調(diào)量具體數(shù)據(jù)，采用傳統(tǒng)PID控制算法的超調(diào)量為25％，而模糊自整定PID算法的超調(diào)量降為2％。為了能更準(zhǔn)確地分析模糊PID控制，對(duì)模糊自整定PID算法中的Kp、Ki和Kd的變化曲線進(jìn)行監(jiān)測(cè)。參數(shù)變化曲線如圖4（a）Kp（b）K（c）K圖4.25超聲電機(jī)模糊自整定控制參數(shù)變化曲線圖根據(jù)圖4.23、圖4.24和圖4.25所示的控制參數(shù)變化圖，隨著偏差的變化Kp逐漸減小到0.05；Ki逐漸增加到500；Kd由0.001逐漸減小到-0.1。由此可以得出結(jié)論：經(jīng)過(guò)多次對(duì)PID得到以下結(jié)論：1、階躍響應(yīng)輸入下超聲電機(jī)模糊自整定PID控制性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)PID，模糊自整定PID比傳統(tǒng)PID響應(yīng)速度快，在t=0.02s左右即達(dá)到穩(wěn)態(tài)，且上升曲線平滑，超調(diào)量降低了23％。2、在階躍響應(yīng)輸入下模糊自整定PID控制調(diào)節(jié)時(shí)間比傳統(tǒng)PID控制要短，并且模糊自整定PID根據(jù)系統(tǒng)的變化在線調(diào)整PID參數(shù)，具有一定的自適應(yīng)性。3、設(shè)置合理的PID參數(shù)初值，模糊自整定PID和PID在達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，兩者效果相近。模糊自整定PID控制算法結(jié)合了模糊與PID控制算法的優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了兩者優(yōu)勢(shì)的互補(bǔ)，較傳統(tǒng)PID控制動(dòng)態(tài)性能有明顯改善。因此，模糊自整定PID控制算法的研究和模糊自整定PID控制器的設(shè)計(jì)對(duì)超聲電機(jī)這類對(duì)動(dòng)態(tài)性能要求較高的應(yīng)用系統(tǒng)具有較高的價(jià)值[28]。（３）對(duì)抗外界干擾能力分析超聲電機(jī)在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，很容易受外界干擾，因?yàn)槌曤姍C(jī)系統(tǒng)常應(yīng)用于高精度控制領(lǐng)域，對(duì)抗干擾能力要求更高。下面將對(duì)傳統(tǒng)PID控制和模糊自整定PID控制的抗干擾能力進(jìn)行仿真分析。在t=0.02s時(shí)刻加入幅值為１的階躍干擾量，在干擾信號(hào)的作用下分別測(cè)試PID控制系統(tǒng)、模糊自整定PID控制系統(tǒng)的抗干擾能力，如圖4.26所示。圖4.26干擾信號(hào)作用下控制系統(tǒng)的響應(yīng)曲線從圖4.26可以看出，在t=0.02s時(shí)加入干擾信號(hào)，模糊自整定PID控制抗干擾效果明顯比傳統(tǒng)PID控制好，因此模糊自整定PID控制可應(yīng)用于超聲波電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制中4.4.2行波超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)仿真分析超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)Simulink仿真模型如圖4.27所示，為了驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的模糊自整定PID控制算法的有效性，將模糊自整定PID控制器與PID控制器進(jìn)行仿真分析[24]。取Kp=200、Ki=50，與傳統(tǒng)PID控制初始參數(shù)相同，仿真結(jié)果對(duì)比如圖4.28所示，圖中橫軸表示仿真時(shí)間（圖4.27超聲電機(jī)位置控制系統(tǒng)仿真模型圖4.28Fuzzy-PID位置控制效果對(duì)比圖由圖4.28階躍響應(yīng)曲線可知，兩種控制方式都能使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，與傳統(tǒng)PID控制相比，模糊自整定PID控制階躍響應(yīng)速度快，過(guò)渡平穩(wěn)，穩(wěn)態(tài)誤差更小。因此，使用模糊自整定PID控制相比傳統(tǒng)PID控制能夠使超聲電機(jī)擁有更好的驅(qū)動(dòng)特性。在上升時(shí)間、超調(diào)量、穩(wěn)態(tài)誤差和抗干擾能力等方面都能更好地對(duì)超聲電機(jī)進(jìn)行優(yōu)化。5結(jié)論在此次畢業(yè)設(shè)計(jì)中，做了如下工作：分析了超聲電機(jī)運(yùn)行機(jī)理，包括行波的產(chǎn)生和定子表面橢圓運(yùn)動(dòng)分析，超聲電機(jī)是靠定轉(zhuǎn)子之間的摩擦獲得驅(qū)動(dòng)，所以改變驅(qū)動(dòng)電壓頻率、幅值和相位差可以控制電機(jī)的轉(zhuǎn)速。在三種控制中，選擇調(diào)相控制，建立兩相等效電路模型。在等效電路模型基礎(chǔ)上，建立超聲電機(jī)兩相驅(qū)動(dòng)電路模型，在不同結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電路中選擇推挽逆變電路，并通過(guò)選擇匹配電感的方式消除容性阻抗帶來(lái)的影響。通過(guò)分析串聯(lián)電感匹配和LLCC諧振電路匹配,建立超聲電機(jī)單相和兩相驅(qū)動(dòng)電路仿真模型。用不同的電感值進(jìn)行驅(qū)動(dòng)電路仿真，得出串聯(lián)電感匹配時(shí)，應(yīng)使電感值較小，但是兩相電壓的幅值相差比較多，采用LLCC諧振電路匹配可以解決這一問(wèn)題，提高超聲電機(jī)的驅(qū)動(dòng)性能。因?yàn)槌曤姍C(jī)的參數(shù)變量多，時(shí)變性等特點(diǎn)，采用傳統(tǒng)PID控制很難滿足其復(fù)雜的建模要求，在此引入模糊控制，模糊控制可應(yīng)用于非線性時(shí)變系統(tǒng)，與PID結(jié)合建立超聲電機(jī)模糊自整定PID控制系統(tǒng)，為了模擬超聲電機(jī)的驅(qū)動(dòng)特性，用MATLAB/Simulink分別對(duì)傳統(tǒng)PID控制和模糊PID控制進(jìn)行仿真分析，觀察階躍響應(yīng)曲線的仿真結(jié)果。表明模糊PID控制相比傳統(tǒng)PID控制，系統(tǒng)調(diào)節(jié)時(shí)間縮短，超調(diào)量減小，超聲電機(jī)控制性能得到提高。參考文獻(xiàn)[1]王海彥.超聲波電機(jī)的驅(qū)動(dòng)與控制發(fā)展現(xiàn)狀研究[J].江西電力職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報(bào),2021,34(01):5-6+11.[2]甘家梁,熊曾剛,劉桂濤,郭海如.自適應(yīng)模糊PID控制超聲波電機(jī)研究[J].湖北工程學(xué)院學(xué)報(bào),2020,40(06):100-103.[3]周穎,宋璐,史敬灼.基于改進(jìn)牛頓學(xué)習(xí)律的超聲波電機(jī)轉(zhuǎn)速控制[J].微電機(jī),2020,53(02):76-79.[4]劉玉可,史敬灼.基于簡(jiǎn)化模糊規(guī)則的超聲波電機(jī)模糊PI轉(zhuǎn)速控制[J].電機(jī)技術(shù),2019,(06):16-19+43.[5]李睿.基于數(shù)學(xué)形態(tài)分析的超聲波電機(jī)壓電陶瓷開(kāi)裂故障識(shí)別的研究[D].河北科技大學(xué),2019.[6]周穎,史敬灼.超聲波電機(jī)專家PID轉(zhuǎn)速控制[J].微電機(jī),2019,52(07):56-60.[7]劉玉可.超聲波電機(jī)模糊自整定PID控制研究[D].河南科技大學(xué),2019.[8]尤向陽(yáng).基于DSP的超聲波電機(jī)轉(zhuǎn)速測(cè)量與頻率跟蹤算法設(shè)計(jì)[J].安陽(yáng)工學(xué)院學(xué)報(bào),2019,18(02):13-16+60.[9]尤向陽(yáng).基于DSP的超聲波電機(jī)開(kāi)環(huán)與閉環(huán)調(diào)速實(shí)驗(yàn)研究[J].三門峽職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報(bào),2018,17(04):125-128.[10]劉林山.超聲波電機(jī)的發(fā)展及其在機(jī)器人領(lǐng)域的應(yīng)用[J].電機(jī)技術(shù),