1、高頻高壓變壓器分布電容的分析與處理 金舜1 曾光1 史明2 （1.西安理工大學 ，西安 710048；2.西安電信分公司 ，西安 710003） 摘 要：本文在分析高頻變壓器分布參數(shù)機理的基礎上，以高壓直流LCC諧振變換器為實例，闡述了高頻高壓變壓器分布電容對電路帶來的不利影響，提出了一種補償?shù)姆椒?，進行了仿真和實驗，提出了高頻高壓變壓器分布電容的測試方法，推導了補償電感的計算公式，綜合使用了兩種針對分布電容的處理方法。實驗結(jié)果表明該方法的正確性。 關(guān)鍵詞：分布電容 高頻 變壓器 LCC諧振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in

2、 High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xian University of Technology, Xian 710048, China; Xian Telecom, Xian 710003,China） Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC re

3、sonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance

4、 is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前 言 隨著開關(guān)電源頻率的不斷增加，在滿足了減小開關(guān)電源體積要求的同時，也帶來了一系列新的問題。例如分布參數(shù)在高頻情況下對電路的影響就不能再被忽略。在開關(guān)型電源電路中，高頻變壓器是電氣隔離，傳輸能量，電壓變換的重要

5、元件。在高頻情況下，許多應用于工頻的變壓器設計方法不再適用，考慮及解決好高頻變壓器的分布參數(shù)問題非常重要。2 高頻變壓器分布參數(shù)模型及對分布參數(shù)問題的一般解決辦法 文獻1指出：變壓器的分布參數(shù)主要是漏感和分布電容。分布電容主要是匝間電容和層間電容。并建立了一個繞組的分布參數(shù)模型（圖1），再經(jīng)過疊加折算得到整個變壓器的分布參數(shù)模型。由圖1a可計算得繞組的等效并聯(lián)電容 。 等效電容 一般是pF數(shù)量級，在工頻時可將其忽略，但在高頻時其對變壓器的影響不容忽視。該分布電容由變壓器結(jié)構(gòu)，材料，體積，繞制工藝等因素決定，目前不可能完全消除。 (a) (b)圖1 (a)變壓器磁路中的繞組 （b）圖1a的等效電

6、路 對待該電容的處理主要有兩種方法，一是利用，二是補償。如果系統(tǒng)需要在變壓器端口并聯(lián)一個電容，正好可以利用分布電容作為該并聯(lián)電容，不僅解決了分布電容帶來的危害，還減少了元器件的數(shù)量。這是最為積極有效的辦法。反之，若在變壓器端口并聯(lián)電容會給系統(tǒng)帶來危害，則必須減弱其影響。主要是通過工藝上的改進和在變壓器外部對其進行補償。下面通過工程中實例高壓直流LCC諧振變換器，詳細闡述兩種方法的應用。3 LCC主電路原理介紹 該電源輸入工頻220V電源，輸出直流電壓010000V,輸出最大功率500W。主電路（圖2）由兩級變換電路組成，前級為Buck降壓電路，用來實現(xiàn)穩(wěn)壓目的。后級為LCC諧振電路，為開關(guān)器件

7、提供零電壓開通條件，變壓器副邊采用高壓硅堆整流，輸出為10kV。 ? 通過對LCC諧振電路的詳細分析，由電路工作于主模式的狀態(tài)軌跡圖，推導出其穩(wěn)態(tài)時的解析表達式，根據(jù)此解析表達式畫出LCC諧振電路的負載曲線。最后，根據(jù)此曲線設計了實驗參數(shù)： ， ， 。設計電路穩(wěn)態(tài)時，工作于如下狀態(tài)：開關(guān)頻率為20KHz，T=50s，輸出功率500W，輸出電壓10kV。高壓變壓器變比為1：100，則變壓器原邊的電壓為100V，Io為5A。 4 實驗波形及結(jié)果分析 實驗中，負載為200k電阻，輸出負載電壓為10kV。圖3（a）中，通道1為開關(guān)管上的電壓波形VCE=2VS，大約160V，通道2為諧振電感電流波形，峰

8、值大約20A。圖3（b）為諧振電容C2上的電壓波形。圖3（c）為輸出負載部分電壓，等于總電壓的二十分之一。實測效率約為90%，這主要由于BUCK調(diào)壓電路開關(guān)損耗較大。 ? （c）輸出負載部分電壓 圖3 實驗波形 從實驗波形上看，基本與理論分析一致，輸出電壓也能夠達到10000V，系統(tǒng)能夠按設定工作。但是，在持續(xù)工作一段時間后發(fā)現(xiàn)諧振電感L發(fā)熱嚴重，主諧振電流開始不穩(wěn)定，噪聲加大，系統(tǒng)不能正常工作。由于在一段時間內(nèi)系統(tǒng)能夠正常工作，說明電路原理沒有問題。又鑒于故障發(fā)生總是在半小時左右，初步斷定故障是由L發(fā)熱引起。由圖3a可見流過L的主諧振電流峰值為20A，這比設計值10A大了一倍。輸出一萬伏直流

9、電壓加在200K電阻負載上消耗500W功率沒有問題，變壓器副邊高壓濾波整流模塊亦沒有發(fā)熱現(xiàn)象。測量變壓器原邊輸入電流峰值為19A左右，遠超過設計值。說明問題出在變壓器上。對該1：100變壓器進行空載試驗，輸入20KHz交流，發(fā)現(xiàn)空載電流非常大，且電流超前電壓90度，似乎該變壓器帶了一個電容負載。5 分布電容的測量及仿真驗證 考慮到前述的高頻變壓器繞組分布參數(shù)模型，建立圖4所示的高頻變壓器模型。 (a)高頻變壓器模型(b)高頻變壓器簡化模型圖4 高頻變壓器分布參數(shù)模型及簡化 其中L1，L2分別為原邊和副邊的漏電感；C1為原邊繞組等效分布電容，C2為副邊繞組等效分布電容；R1，R2分別為原邊和副邊

10、繞組的電阻；Tx為沒有分布參數(shù)的理想鐵氧體鐵心變壓器?？紤]到副邊電流很小，R2，L2可忽略不計。而原邊只有幾匝，R1亦忽略不計。再將C2折算到原邊后得到圖4a的簡化模型(圖4b)。考慮到副邊匝數(shù)是原邊匝數(shù)的100倍，且繞制工藝一樣，可以得到 。將C2折算至原邊后,有：將圖4b虛線框內(nèi)的 型雙端口網(wǎng)絡等值為T型雙端口網(wǎng)絡（圖5a）。又由于Tx勵磁電抗很大，勵磁電流忽略不計，空載時圖5a可等效為圖5b。(a) T型雙端口網(wǎng)絡(b) 空載等效電路圖5 分布參數(shù)模型的等效簡化 圖5b中串聯(lián)阻抗 ，因為 1，所以 。給圖5b端口加上20KHz正弦激勵，測量輸入電壓和電流，可算出：， 把此分布電容并聯(lián)到變

11、壓器副邊端口，用Pspice仿真軟件進行仿真。其結(jié)果(圖6a)與不考慮分布電容的仿真結(jié)果(圖6b)進行比較可以看出：主諧振電流分別為峰值20A和10A左右，分別與實驗和理論值相符合。說明上述分布模型以及分布電容的計算是比較準確的。（a）考慮分布電容的仿真波形（b）未考慮分布電容的仿真波形圖6 仿真波形 （依次為：輸出電壓， 開關(guān)管壓降，主諧振電流） 6 分布電容解決方案 解決該分布電容對系統(tǒng)的不利影響，可從兩方面著手：1.利用 2.補償?？紤]到主電路正好需要與該主變壓器原邊端口并聯(lián)一個0.2uF的電容，而由以上分析可知分布電容折合到原邊相當于在原邊并聯(lián)了一個1uF左右的電容，因此可去掉原電路中

12、0.2uF的電容，利用1uF的分布電容代替。然而1uF電容比期望的0.2uF大得多，因此需要進一步采取措施減小分布電容。這可以從兩個途徑來著手。一是改進變壓器的繞制工藝，一是用外部并聯(lián)電感進行補償。在多次改進工藝效果不明顯的情況下，采用第二種方法。下面就補償法詳細介紹。在圖5a虛線框左端口并聯(lián)電感L*，得到電路圖7a。 (a)加電感補償后的電路（b）a圖虛框內(nèi)的T型等值電路（c） b圖虛框內(nèi)的等效簡化電路圖7 電感補償電路的分析簡化 圖7a虛線框內(nèi)的 型雙端口網(wǎng)絡可以等效為圖7b虛線框內(nèi)的T型雙端口網(wǎng)絡。其中： （式1）， ?，F(xiàn)令C*=0.2uF，得L*=0.08mH，再將L*代入式1，并考慮

13、到L1和C2數(shù)量級都是 ，Z1相當于是一個相當大的電容，對于20KHz來說Z1相當于短路。因此，可得到圖7c的簡化等效電路。從圖7c可以明顯的看出，經(jīng)過L*補償以后，原來的變壓器相當于漏感加大了一倍，并在原邊并聯(lián)了一個0.2uF的電容，正好符合主諧振電路的參數(shù)要求。當然也可以在變壓器副邊并聯(lián)補償電感，但考慮到副邊電壓非常高，電感體積很大以及制作調(diào)試困難而不予采用。7 實驗驗證 （a） 開關(guān)管電壓與諧振電感電流波形(b) 諧振電容C2電壓 (c) 輸出負載部分電壓 圖8 用電感補償分布電容后的實驗波形 實驗中實際并聯(lián)電感0.06mH,與分析值差0.02mH，這主要是由測量和對模型的簡化造成的誤差，但數(shù)據(jù)基本正確，仍有很好的指導意義。從以上波形可以看出主諧振電流減小到10A左右。主諧振電感幾乎不再發(fā)熱，電路能夠持續(xù)穩(wěn)定工