1、第6章 振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻,6.1 振幅調(diào)制 6.2 調(diào)幅信號的解調(diào) 6.3 混頻 6.4 混頻器的干擾 思考題與習(xí)題,6.1 振 幅 調(diào) 制 調(diào)制器與解調(diào)器是通信設(shè)備中的重要部件。所謂調(diào)制，就是用調(diào)制信號去控制載波某個參數(shù)的過程。調(diào)制信號是由原始消息（如聲音、數(shù)據(jù)、圖像等）轉(zhuǎn)變成的低頻或視頻信 號，這些信號可以是模擬的，也可以是數(shù)字的，通常用u或f(t)表示。未受調(diào)制的高頻振蕩信號稱為載波，它可以是正弦波，也可以是非正弦波，如方波、三角波、鋸齒波等; 但它們都是周期性信號，用符號uC和ic表示。受調(diào)制后的振蕩波稱為已調(diào)波，它具有調(diào)制信號的特征。也就是說，已經(jīng)把要傳送的信息載到高頻振蕩上去了

2、。解調(diào)則是調(diào)制的逆過程，是將載于高頻振蕩信號上的調(diào)制信號恢復(fù)出來的過程。,振幅調(diào)制是由調(diào)制信號去控制載波的振幅，使之按調(diào)制信號的規(guī)律變化，嚴(yán)格地講，是使高頻振蕩的振幅與調(diào)制信號成線性關(guān)系，其它參數(shù)(頻率和相位)不變。這是使高頻振蕩的振幅載有消息的調(diào)制方式。振幅調(diào)制分為三種方式: 普通的調(diào)幅方式(AM)、抑制載波的雙邊帶調(diào)制(DSBSC)及抑制載波的單邊帶調(diào)制(SSB-SC)方式。所得的已調(diào)信號分別稱為調(diào)幅波、雙邊帶信號及單邊帶信號。為了理解調(diào)制及解調(diào)電路的構(gòu)成，必須對已調(diào)信號有個正確的概念。本節(jié)對振幅調(diào)制信號進(jìn)行分析，然后給出各種實現(xiàn)的方法及一些實際調(diào)制電路。,6.1.1 振幅調(diào)制信號分析 1

3、. 調(diào)幅波的分析 1) 表示式及波形 設(shè)載波電壓為 uC=UCcosct* (6-1) 調(diào)制電壓為 u=U cost (6-2),通常滿足 c。根據(jù)振幅調(diào)制信號的定義，已調(diào)信號的振幅隨調(diào)制信號u線性變化，由此可得振幅調(diào)制信號振幅Um(t)為 (6-3) 式中，UC(t)與調(diào)制電壓u成正比，其振幅UC=kaU與載波振幅之比稱為調(diào)幅度(調(diào)制度) (6-4) 式中，ka為比例系數(shù)，一般由調(diào)制電路確定，故又稱為調(diào)制靈敏度。由此可得調(diào)幅信號的表達(dá)式 (6-5),為了使已調(diào)波不失真，即高頻振蕩波的振幅能真實地反映出調(diào)制信號的變化規(guī)律，調(diào)制度m應(yīng)小于或等于1。圖6- 1(c)、(d)分別為mU時，由式(5-

4、38)可知，流過二極管的電流iD為 (6-29) 其頻譜圖如圖6-16(b)所示。輸出濾波器H(j)對載波c調(diào)諧，帶寬為2F。這樣最后的輸出頻率分量為c，c+和c，輸出信號是AM信號。,圖 6-16 單二極管調(diào)制電路及頻譜,對于二極管平衡調(diào)制器，在圖5-7所示電路中，令u1=uC，u2=u, 且有UCU，產(chǎn)生的已調(diào)信號也為AM信號，讀者可自己加以分析。,(2) 利用模擬乘法器產(chǎn)生普通調(diào)幅波。模擬乘法器是以差分放大器為核心構(gòu)成的。在第5章中分析了差分電路的頻譜線性搬移功能，對單差分電路，已得到雙端差動輸出的電流io與差動輸入電壓uA和恒流源(受uB控制)的關(guān)系式(5-70): (6-30) 若將

5、uC加至uA，u加到uB，則有 (6-31),式中，m=U/Ee，x=UCVT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則經(jīng)濾波后的輸出電壓 uo=I0RL1(x)(1+m cost) cosct (6-32) 為一AM信號。這種情況下的差動傳輸特性及io波形如圖6-17所示。圖6-17(a)中實線為調(diào)制電壓u=0時的曲線，虛線表示u達(dá)正、負(fù)峰值時的特性，輸出為AM信號。如果載波幅度增大，包絡(luò)內(nèi)高頻正弦波將趨向方波，io中含高次諧波。,圖 6-17 差分對AM調(diào)制器的輸出波形,用雙差分對電路或模擬乘法器也可得到AM信號。圖6-18(a)給出了用BG314模擬乘法器產(chǎn)生AM

6、信號的電路，將調(diào)制信號疊加上直流成分，即可得到AM信號輸出，調(diào)節(jié)直流分量大小，即可調(diào)節(jié)調(diào)制度m值。電路要求UC、U分別小于2.5V。用MC1596G產(chǎn)生AM信號的電路如圖6-18(b)所示，C1596與國產(chǎn)XCC類似，將調(diào)制信號疊加上直流分量也可產(chǎn)生普通調(diào)幅波。 此外，還可以利用集成高頻放大器、可變跨導(dǎo)乘法器等電路產(chǎn)生AM信號。,圖 6-18 利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號,2. DSB調(diào)制電路 DSB信號的產(chǎn)生大都采用低電平調(diào)制。由于DSB信號將載波抑制，發(fā)送信號只包含兩個帶有信息的邊帶信號，因而其功率利用率較高。DSB信號的獲得，關(guān)鍵在于調(diào)制電路中的乘積項，故具有乘積項的電路均可作為DSB信號

7、的調(diào)制電路。,1) 二極管調(diào)制電路 單二極管電路只能產(chǎn)生AM信號，不能產(chǎn)生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環(huán)形電路可以產(chǎn)生DSB信號。 在第5章的二極管平衡電路圖5-7中，把調(diào)制信號u加到圖中的u1處，載波uC加到圖中的u2處，且UCU，在大信號工作，這就構(gòu)成圖6-19的二極管平衡調(diào)制電路。由式(5-43)可得輸出變壓器的次級電流iL為 (6-33),iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fcF(n=0，1，2，)分量，若輸出濾波器的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則輸出電壓為 (6-34),圖6-19 二極管平衡調(diào)制電路,二極管平衡調(diào)制器采用平衡方式，將載波抑制掉， 從而獲得抑制載波的

8、DSB信號。平衡調(diào)制器的波形如圖6-20所示，加在VD1、VD2上的電壓僅音頻信號u的相位不同(反相)，故電流i1和i2僅音頻包絡(luò)反相。電流i1i2的波形如圖6-20(c)所示。經(jīng)高頻變壓器T2及帶通濾波器濾除低頻和3c等高頻分量后，負(fù)載上得到DSB信號電壓uo(t)，如圖6-20(d)所示。 對平衡調(diào)制器的主要要求是調(diào)制線性好、載漏小(輸出端的殘留載波電壓要小，一般應(yīng)比有用邊帶信號低20 dB以上)，同時希望調(diào)制效率高及阻抗匹配等。,圖 6-20 二極管平衡調(diào)制器波形,一實用的平衡調(diào)制器電路如圖6-21所示。調(diào)制電壓為單端輸入，已調(diào)信號為單端輸出，省去了中心抽頭音頻變壓器和輸出變壓器。從圖可

9、見，由于兩個二極管方向相反，故載波電壓仍同相加于兩管上，而調(diào)制電壓反相加到兩管上。流經(jīng)負(fù)載電阻RL的電流仍為兩管電流之差，所以它的原理與基本的平衡電路相同。圖中，C1對高頻短路、對音頻開路，因此T次級中心抽頭為高頻地電位。R2、R3與二極管串聯(lián)，同時用并聯(lián)的可調(diào)電阻R1來使兩管等效正向電阻相同。C2、C3用于平衡反向工作時兩管的結(jié)電容。,圖 6-21 平衡調(diào)制器的一種實際線路,為進(jìn)一步減少組合分量，可采用雙平衡調(diào)制器(環(huán)形調(diào)制器)。在第5章已得到雙平衡調(diào)制器輸出電流的表達(dá)式(5-49)，在u1=u，u2=uC的情況下，該式可表示為 (6-35) 經(jīng)濾波后，有 (6-36) 從而可得DSB信號，

10、其電路和波形如圖6-22所示。,圖 6-22 雙平衡調(diào)制器電路及波形,在二極管平衡調(diào)制電路(如圖5-7所示電路)中，調(diào)制電壓u與載波uC的注入位置與所要完成的調(diào)制功能有密切的關(guān)系。u加到u1處，uC加到u2處，可以得到DSB信號，但兩個信號的位置相互交換后，只能得到AM信號，而不能得到DSB信號。但在雙平衡電路中，uC、u可任意加到兩個輸入端，完成DSB調(diào)制。平衡調(diào)制器的一種等效電路是橋式調(diào)制器，同樣也可以用兩個橋路構(gòu)成的電路等效一個環(huán)形調(diào)制器，如圖6-23所示。載波電壓對兩個橋路是反相的。當(dāng)uC0時，上橋路導(dǎo)通，下橋路截止; 反之，當(dāng)uC0時，上橋路截止，下橋路導(dǎo)通。調(diào)制電壓反向加于兩橋的另

11、一對角線上。如果忽略晶體管輸入阻抗的影響，則圖中ua(t)為 (6-37),圖 6-23 雙橋構(gòu)成的環(huán)形調(diào)制器,因晶體管交流電流iC=ieie=ue(t)/Re，所以輸出電壓為 (6-38),2) 差分對調(diào)制器 在單差分電路(圖5-7)中，將載波電壓uC加到線性通道，即uB=uC，調(diào)制信號u加到非線性通道，即uA=u，則雙 端輸出電流io(t)為 (6-39) 式中，I0=Ee/Re，m=UC/Ee，x=U/VT。經(jīng)濾波后的輸出電壓uo(t)為 uo(t)I0RLm1(x) cost cosct=Uo cost cosct (6-40),上式表明，u、uC采用與產(chǎn)生AM信號的相反方式加入電路，

12、可以得到DSB信號。但由于u加在非線性通道，故出現(xiàn)了fcnF(n=3，5，)分量，它們是不易濾除的，這就是說，這種注入方式會產(chǎn)生包絡(luò)失真。只有當(dāng)u較小時，使3(x)rD，R1+R22Ri，R1/R2的比值一般選在0.10.2范圍，R1值太大將導(dǎo)致R1上壓降大，使Kd下降。廣播收音機(jī)及通信接收機(jī)檢波器中, R的數(shù)值通常選在幾千歐姆(如5 k)。 電容C不能太大，以防止隋性失真; C太小又會使高頻波紋大，應(yīng)使RCTC。由于實際電路中R1值較小，所以可近似認(rèn)為C=C1+C2 ，通常取C1=C2。廣播收音機(jī)中，C一般取0.01F。,5. 二極管并聯(lián)檢波器 除上面討論的串聯(lián)檢波器外，峰值包絡(luò)檢波器還有并

13、聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。 并聯(lián)檢波器的二極管、負(fù)載電阻和信號源是并聯(lián)的，如圖6-46(a)所示。其工作原理與串聯(lián)檢波器相似。當(dāng)VD導(dǎo)通時ui向C充電，充電時間常數(shù)為rDC; 當(dāng)VD截止時，C通過R放電，放電時間常數(shù)為RC。達(dá)到動態(tài)平衡后，C上產(chǎn)生與串聯(lián)檢波器類似的鋸齒狀波動電平，平均值為Uav。這樣，實際加到二極管上的電壓為uD=uiuC，其波形見圖6-46(b)。電容C起檢波兼隔離作用，但不能起到高頻濾波作用，所以輸出電壓就是二極管兩端的電壓。不僅含有平均分量，還含有高頻分量; 因此輸出端除需隔直電容外，還需加高頻濾波電路，以濾除高頻分量，得到所需

14、的低頻分量，如圖6-46(c)所示。,圖 6-46 并聯(lián)檢波器及波形 (a) 原理電路; (b) 波形; (c) 實際電路,當(dāng)電路參數(shù)相同時，并聯(lián)型檢波器和串聯(lián)型檢波器具有相同的電壓傳輸系數(shù)Kd，但因高頻電流通過負(fù)載電阻R時，損耗了一部分高頻功率，因而并聯(lián)型檢波器的輸入電阻比串聯(lián)型檢波器小。根據(jù)能量守恒原理，實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率，一部分消耗在R上，一部分轉(zhuǎn)換為輸出平均功率，即 當(dāng)UavUC時(UC為載波振幅)有 (6-65),6 小信號檢波器 小信號檢波是指輸入信號振幅在幾毫伏至幾十毫伏范圍內(nèi)的檢波。這時，二極管的伏安特性可用二次冪級數(shù)近似，即 (6-66) 式中，a0為 uD=0

15、時靜態(tài)電流; 為伏安特性在uD=0時的斜率; 為伏安特性在uD=0上的二次導(dǎo)數(shù)。 一般小信號檢波時Kd很小，可以忽略平均電壓負(fù)反饋效應(yīng)，認(rèn)為 uD=uiuavuiUm cosc t (6-67),將它代入上式，可求得iD的平均分量和高頻基波分量振幅為 若用Iav=Iava0表示在輸入電壓作用下產(chǎn)生的平均電流增量，則 (6-68) 相應(yīng)的Kd和Ri為 (6-69) (6-70),若輸入信號為單音調(diào)制的AM波，因Us時，上式可近似為 (6-81) 上式用到 ，|x|1。經(jīng)包絡(luò)檢波器后，輸出電壓 (6-82) 經(jīng)隔直后，就可將調(diào)制信號恢復(fù)出來。,采用圖6-50所示的同步檢波電路，可以減小解調(diào)器輸出電

16、壓的非線性失真。它由兩個檢波器構(gòu)成平衡電路，上檢波器輸出如式(6-82)，下檢波器的輸出 uo2=KdUr(1m cost) (6-83) 則總的輸出 uo=uo1uo2=2KdUrm cost (6-84) 由以上分析可知，實現(xiàn)同步檢波的關(guān)鍵是要產(chǎn)生出一個與載波信號同頻同相的恢復(fù)載波。,圖 6-50 平衡同步檢波電路,對于AM波來說，同步信號可直接從信號中提取。AM波通過限幅器就能去除其包絡(luò)變化, 得到等幅載波信號，這就是所需同頻同相的恢復(fù)載波。而對DSB信號，將其取平方，從中取出角頻率為2c的分量，再經(jīng)二分頻器，就可得到角頻率為c的恢復(fù)載波。對于SSB信號，恢復(fù)載波無法從信號中直接提取。在

17、這種情況下，為了產(chǎn)生恢復(fù)載波，往往在發(fā)射機(jī)發(fā)射SSB信號的同時，附帶發(fā)射一個載波信號，稱為導(dǎo)頻信號，它的功率遠(yuǎn)低于SSB信號的功率。接收端就可用高選擇性的窄帶濾波器從輸入信號中取出該導(dǎo)頻信號，導(dǎo)頻信號經(jīng)放大后就可作為恢復(fù)載波信號。如果發(fā)射機(jī)不附帶發(fā)射導(dǎo)頻信號, 接收機(jī)就只能采用高穩(wěn)定度晶體振蕩器產(chǎn)生指定頻率的恢復(fù)載波, 顯然在這種情況下, 要使恢復(fù)載波與載波信號嚴(yán)格同步是不可能的，而只能要求頻率和相位的不同步量限制在允許的范圍內(nèi)。,6.3 混 頻 6.3.1 混頻的概述 混頻，又稱變頻，也是一種頻譜的線性搬移過程，它是使信號自某一個頻率變換成另一個頻率。完成這種功能的電路稱為混頻器(或變頻器)

18、。 1 混頻器的功能 混頻器是頻譜線性搬移電路，是一個六端網(wǎng)絡(luò)。它有兩個輸入電壓，輸入信號us和本地振蕩信號uL，其工作頻率分別為fc和fL; 輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI=fLfc(同時也可采用諧波的差頻或和頻)。由此可見，混頻器在頻域上起著減(加)法器的作用。,在超外差接收機(jī)中，混頻器將已調(diào)信號(其載頻可在波段中變化，如HF波段230MHz， VHF波段 3090MHz等)變?yōu)轭l率固定的中頻信號。混頻器的輸入信號us、本振uL都是高頻信號，中頻信號也是已調(diào)波，除了中心頻率與輸入信號不同外，由于是頻譜的線性搬移，其頻譜結(jié)構(gòu)與輸入信號us的頻

19、譜結(jié)構(gòu)完全相同。表現(xiàn)在波形上，中頻輸出信號與輸入信號的包絡(luò)形狀相同，只是填充頻率不同(內(nèi)部波形疏密程度不同)。圖6-51表示了這一變換過程。這也就是說，理想的混頻器(只有和頻或差頻的混頻)能將輸入已調(diào)信號不失真地變換為中頻信號。,圖 6-51 混頻器的功能示意圖,中頻fI與fc、fL的關(guān)系有幾種情況: 當(dāng)混頻器輸出取差頻時，有fI=fLfc或fI=fcfL; 取和頻時有fI=fL+fc。當(dāng)fIfc時，稱為向下變頻，輸出低中頻; 當(dāng)fIfc時，稱為向上變頻，輸出高中頻。雖然高中頻比此時輸入的高頻信號的頻率還要高，仍將其稱為中頻。根據(jù)信號頻率范圍的不同，常用的中頻數(shù)值為: 465(455)、500

20、 kHz; 1、1.5、4.3、5、10.7、21.4、30、70、140 MHz等。如調(diào)幅收音機(jī)的中頻為465(455) kHz; 調(diào)頻收音機(jī)的中頻為10.7 MHz，微波接收機(jī)、衛(wèi)星接收機(jī)的中頻為70MHz或140 MHz，等等。,混頻器是頻率變換電路，在頻域中起加法器和減法器的作用。振幅調(diào)制與解調(diào)也是頻率變換電路，也是在頻域上起加法器和減法器的作用，同屬頻譜的線性搬移。由于頻譜搬移位置的不同，其功能就完全不同。這三種電路都是六端網(wǎng)絡(luò)，兩個輸入、一個輸出，可用同樣形式的電路完成不同的搬移功能。從實現(xiàn)電路看，輸入、輸出信號不同，因而輸入、輸出回路各異。調(diào)制電路的輸入信號是調(diào)制信號u、載波uC

21、，輸出為載波參數(shù)受調(diào)的已調(diào)波; 解調(diào)電路的輸入信號是已調(diào)信號us、本地恢復(fù)載波ur(同步檢測)，輸出為恢復(fù)的調(diào)制信號u; 而混頻器的輸入信號是已調(diào)信號us，本地振蕩信號uL，輸出是中頻信號uI，這三個信號都是高頻信號。從頻譜搬移看，調(diào)制是將低頻信號u線性地搬移到載頻的位置(搬移過程中允許只取一部分); 解調(diào)是將已調(diào)信號的頻譜從載頻(或中頻)線性搬移到低頻端; 而混頻是將位于載頻的已調(diào)信號頻譜線性搬移到中頻fI處。這三種頻譜的線性搬移過程如圖6-52所示。,圖 6-52 三種頻譜線性搬移功能 (a) 調(diào)制; (b) 解調(diào); (c) 混頻,2 混頻器的工作原理 混頻是頻譜的線性搬移過程。由前面的分

22、析已知，完成頻譜的線性搬移功能的關(guān)鍵是要獲得兩個輸入信號的乘積，能找到這個乘積項，就可完成所需的線性搬移功能。設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為 us=Uscostcosct uL=ULcosLt 這兩個信號的乘積為 (6-85),若中頻fI=fLfc，上式經(jīng)帶通濾波器取出所需邊帶，可得中頻電壓為 uI=UI cost cosIt (6-86) 由此可得完成混頻功能的原理框圖，如圖6-53(a)所示。也可用非線性器件來完成，如圖 6-53(b)所示。,圖 6-53 混頻器的組成框圖,下面從頻域看混頻過程。設(shè)us、uL對應(yīng)的頻譜為Fs()、FL()，它們是us、uL的傅氏變換

23、。由信號分析可知，時域的乘積對應(yīng)于頻域的卷積，輸出頻譜Fo()可用Fs()與FL()的卷積得到。本振為單一頻率信號，其頻譜為 FL()=(c)+(+c) 輸入信號為已調(diào)波，其頻譜為Fs()，則 (6-87),圖6-54表示了Fs()、FL()和Fo()的關(guān)系。若輸入信號也是等幅波，則Fo()將是只有(Lc)和(L+c)分量。式(6-87)中Fs()和Fo()都是雙邊(正、負(fù)頻率)的復(fù)數(shù)頻譜，因而Fs()和Fo()不但保持幅度間的比例關(guān)系，而且Fo()的相位中也包括有Fs()的相位。用帶通濾波器取出所需分量，就完成了混頻功能。,圖 6-54 混頻過程中的頻譜變換 (a) 本振頻譜; (b) 信號

24、頻譜; (c) 輸出頻譜,混頻器有兩大類，即混頻與變頻。由單獨(dú)的振蕩器提供本振電壓的混頻電路稱為混頻器。為了簡化電路，把產(chǎn)生振蕩和混頻功能由一個非線性器件(用同一晶體管)完成的混頻 電路稱為變頻器。有時也將振蕩器和混頻器兩部分合起來稱為變頻器。變頻器是四端網(wǎng)絡(luò)，混頻器是六端網(wǎng)絡(luò)。在實際應(yīng)用中，通常將“混頻”與“變頻”兩詞混用，不再加以區(qū)分。,混頻技術(shù)的應(yīng)用十分廣泛，混頻器是超外差接收機(jī)中的關(guān)鍵部件。直放式接收機(jī)是高頻小信號檢波(平方律檢波)，工作頻率變化范圍大時，工作頻率對高頻通道的影響比較大(頻率越高，放大量越低，反之頻率低，增益高)，而且對檢波性能的影響也較大，靈敏度較低。采用超外差技術(shù)后

25、，將接收信號混頻到一固定中頻，放大量基本不受接收頻率的影響, 這樣，頻段內(nèi)信號的放大一致性較好，靈敏度可以做得很高，選擇性也較好。因為放大功能主要放在中放，可以用良好的濾波電路。采用超外差接收后，調(diào)整方便，放大量、選擇性主要由中頻部分決定，且中頻較高頻信號的頻率低，性能指標(biāo)容易得到滿足?；祛l器在一些發(fā)射設(shè)備(如單邊帶通信機(jī))中也是必不可少的。在頻分多址(FDMA)信號的合成、微波接力通信、衛(wèi)星通信等系統(tǒng)中也有其重要地位。此外，混頻器也是許多電子設(shè)備、測量儀器(如頻率合成器、頻譜分析儀等)的重要組成部分。,3 混頻器的主要性能指標(biāo) 1) 變頻增益 變頻增益是指混頻器的輸出信號強(qiáng)度與輸入信號強(qiáng)度的

26、比值。變頻增益可用變頻電壓增益和變頻功率增益來表示。變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比，即 (6-88) 同樣可定義變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比，即 (6-89),通常用分貝數(shù)表示變頻增益，有 (6-90) (6-91) 變頻增益表征了變頻器把輸入高頻信號變換為輸出中頻信號的能力。增益越大，變換的能力越強(qiáng)，故希望變頻增益大。而且變頻增益大后，對接收機(jī)而言，有利于提高靈敏度。,2) 噪聲系數(shù) 混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為 (6-92) 它描述混頻器對所傳輸信號的信噪比影響的程度。因為混頻級對接收機(jī)整機(jī)噪聲系數(shù)影響大，特別是在接

27、收機(jī)中沒有高放級時，其影響更大，所以希望混頻器的NF越小越好。,3) 失真與干擾 變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外，還會產(chǎn)生各種非線性干擾，如組合頻率、交叉調(diào)制和互相調(diào)制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以，對混頻器不僅要求頻率特性好，而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴(yán)重的區(qū)域，使之既能完成頻率變換，又能抑制各種干擾。,4) 變頻壓縮(抑制) 在混頻器中，輸出與輸入信號幅度應(yīng)成線性關(guān)系。實際上，由于非線性器件的限制，當(dāng)輸入信號增加到一定程度時，中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關(guān)系，如圖6-55所示。圖中，虛線為理想混頻時的線性關(guān)系曲線，實線為實際曲線。這一現(xiàn)象稱為變頻壓縮。通?？梢允箤嶋H

28、輸出電平低于其理想電平一定值(如3 dB或1 dB)的輸入電平的大小來表示它的壓縮性能的好壞。此電平稱為混頻器的3 dB(或1 dB)壓縮電平。此電平越高，性能越好。,圖 6-55 混頻器輸入、輸出電平的關(guān)系曲線,5) 選擇性 混頻器的中頻輸出應(yīng)該只有所要接收的有用信號(反映為中頻，即fI=fLfc)，而不應(yīng)該有其它不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中，由于各種原因，總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。為了抑制不需要的干擾，就要求中頻輸出回路有良好的選擇性，亦即回路應(yīng)有較理想的諧振曲線(矩形系數(shù)接近于1)。 此外，一個性能良好的混頻器，還應(yīng)要求動態(tài)范圍較大，可以在輸入信號的較大電平范圍內(nèi)正常

29、工作; 隔離度要好，以減小混頻器各端口(信號端口、本振端口和中頻輸出端口)之間的相互泄漏; 穩(wěn)定度要高，主要是本振的頻率穩(wěn)定度要高，以防止中頻輸出超出中頻總通頻帶范圍。,6.3.2 混頻電路 1 晶體三極管混頻器 晶體三極管混頻器原理電路如圖6-56所示。由第5章晶體三極管頻譜線性搬移電路的分析可知，此時的輸入信號ui=us，為一高頻已調(diào)信號，時變偏置電壓Eb(t)=Eb+u2=Eb+uL，且有UsUs，大信號工作，由第5章可得輸出電流io為 (6-98) 輸出端接中頻濾波器，則輸出中頻電壓uI為 (6-99),圖6-62為二極管環(huán)形混頻器，其輸出電流io為 (6-100) 經(jīng)中頻濾波后，得輸

30、出中頻電壓 (6-101) 環(huán)形混頻器的輸出是平衡混頻器輸出的兩倍，且減少了電流頻譜中的組合分量，這樣就會減少混頻器中所特有的組合頻率干擾。,圖 6-61 二極管平衡混頻器原理電路,圖 6-62 環(huán)型混頻器的原理電路,與其它(晶體管和場效應(yīng)管)混頻器比較，二極管混頻器雖然沒有變頻增益，但由于具有動態(tài)范圍大，線性好(尤其是開關(guān)環(huán)形混頻器)及使用頻率高等優(yōu)點(diǎn)，仍得到廣泛的應(yīng)用。特別是在微波頻率范圍，晶體管混頻器的變頻增益下降，噪聲系數(shù)增加，若采用二極管混頻器，混頻后再進(jìn)行放大，可以減小整機(jī)的噪聲系數(shù)。用第5章所介紹的雙平衡混頻器組件構(gòu)成混頻電路，可以較高的性能完成混頻功能。圖6-63為由雙平衡混頻

31、器和分配器構(gòu)成的正交混頻器。加到兩個環(huán)形混頻器的本振電壓uL是同相的，而輸入信號us則移相90后分別輸入兩環(huán)形混頻器。結(jié)果兩混頻器輸出的中頻uI1、uI2振幅相等，相位正交。正交混頻器還可用于解調(diào)QPSK(正交相移鍵控)信號。QPSK輸入加至射頻端，恢復(fù)載波加至本振端，解調(diào)數(shù)據(jù)可從中頻端輸出。,圖 6-63 正交混頻器,3 其它混頻電路 除了以上介紹的晶體管混頻電路和二極管混頻電路以外，第5章介紹的那些頻譜線性搬移電路均可完成混頻功能。圖6-64是一差分對混頻器。差分對電路的分析已在第5章給出，讀者可按第5章的分析方法進(jìn)行分析。它可以用分立元件組成，也可以用模擬乘法器組成。圖 6-64 電路的

32、輸入信號頻率允許高達(dá)120MHz，變頻增益約30dB，用模擬乘法器完成混頻功能如圖6-65所示。圖 6-65(a)是用XCC型構(gòu)成的寬帶混頻器。由于乘法器的輸出電壓不含有信號頻率分量，從而降低了對帶通濾波器的要求。用帶通濾波器取出差頻(或和頻)即可得混頻輸出。圖中輸入變壓器是用磁環(huán)繞制的平衡不平衡寬帶變壓器，加負(fù)載電阻200 以后，其帶寬可達(dá)0.530 MHz。XCC型乘法器負(fù)載電阻單邊為300，帶寬為030MHz，因此，該電路為寬帶混頻器。,圖 6-64 差分對混頻器線路,圖6-65(b)是用MC1596G構(gòu)成的混頻器，具有寬頻帶輸入，其輸出調(diào)諧在9 MHz，回路帶寬為450 kHz，本振注

33、入電平為100 mV，信號最大電平約15 mV。對于30 MHz信號輸入和39 MHz本振輸入，混頻器的變頻增益為13 dB。當(dāng)輸出信噪比為10 dB時，輸入信號靈敏度約為7.5 V。,圖 6-65 用模擬乘法器構(gòu)成混頻器,場效應(yīng)管工作頻率高，其特性近似于平方律，動態(tài)范圍大，非線性失真小，噪聲系數(shù)低，單向傳輸性能好。因此，用場效應(yīng)管構(gòu)成混頻器，其性能好于晶體三極管混頻器。圖6-66是場效應(yīng)管混頻器的實際線路，其工作頻率為200 MHz。圖6-66(a)中輸入信號與本振信號是同柵注入; 圖6-66(b)中本振從源極注入。漏極電路中的L3、C5并聯(lián)回路是對本振頻率諧振，抑制本振信號輸出。為了得到大

34、的變頻增益，在輸入端和輸出端都設(shè)置有阻抗匹配電路，使信號源和負(fù)載的50 電阻與場效應(yīng)管的輸入、輸出阻抗匹配。匹配電路由電感、電容構(gòu)成的L、T型網(wǎng)絡(luò)擔(dān)任。不過，由于場效應(yīng)管輸出阻抗高，實際上難于實現(xiàn)完全匹配。,圖 6-66 場效應(yīng)管混頻器的實際線路,為了減小由于場效應(yīng)管非理想平方律特性而產(chǎn)生的非線性產(chǎn)物，場效應(yīng)管混頻器還可以接成平衡混頻器。圖6-67是一實際場效應(yīng)管平衡混頻器的簡化電路。圖上兩個場效應(yīng)管接成推挽電路(或稱平衡電路)。信號反相加入兩管的柵極，本振電壓是同相加入的。漏極型網(wǎng)絡(luò)加入到變壓器T2初級。加在兩管柵極的交流電壓分別為uGS1=us+uL和uGS2=us+uL，兩管的漏極交流電

35、流分別為 iD1=a(us+uL)+b(us+uL)2 iD2=a(us+uL)+b(us+uL) 2,流過變壓器T2的交流電流為 iD=iD1iD2=2aus+4busuL 可見除了信號分量之外就是所需的和頻、差頻分量，比單管時減少了許多其它頻率分量(如L、2L、c等)。而差頻及和頻分量振幅值2bULUs比單管bULUs時增加了一倍。,圖 6-67 場效應(yīng)管平衡混頻器電路,場效應(yīng)管作開關(guān)運(yùn)用時，也可以用來構(gòu)成平衡混頻器和環(huán)形混頻器。圖6-68是由結(jié)型場效應(yīng)管構(gòu)成的環(huán)形混頻器。圖上本振電壓加到四個場效應(yīng)管的柵極，控制各管的導(dǎo)通和截止。由于輸入電阻很大，本振所需的功率不大。信號及中頻電路接在場效

36、應(yīng)管的漏極和源極電路中，因此對信號源來說，場效應(yīng)管只起導(dǎo)通和截止的二極管作用，沒有放大作用和變頻增益。這也是通常把這種混頻器稱為場效應(yīng)管無源混頻器的原因(前面討論的場效應(yīng)管混頻器也稱為有源混頻器)。圖中，當(dāng)本振電壓使a點(diǎn)正電位時，V1、V3導(dǎo)通至低阻區(qū)，c點(diǎn)和f點(diǎn)相連 (只有很小的導(dǎo)通電阻)，d點(diǎn)和e點(diǎn)相連。信號電流按一定的方向和相位流過變壓器T2。此時相當(dāng)于由V1、V3構(gòu)成單平衡電路。,當(dāng)uL使b點(diǎn)為正時，V2、V4導(dǎo)通，c點(diǎn)和e點(diǎn)相連，d點(diǎn)和f點(diǎn)相連。流過T2的信號電流正好與a點(diǎn)電位為正的情況相反。此時相當(dāng)于由V2、V4構(gòu)成另一個平衡電路。這樣，兩對管的輪流導(dǎo)通，就構(gòu)成了雙平衡混頻器。流過

37、T2的電流與二極管環(huán)形混頻器完全相同。這種場效應(yīng)管開關(guān)混頻器與二極管混頻器比較，所需的本振功率小，變頻損耗小(在頻率為幾百兆赫茲時，變頻損耗可低達(dá)l.53 dB)，動態(tài)范圍大。而且四個場效應(yīng)管可以集成在一個單片上，性能一致，對稱性好。,圖 6-68 場效應(yīng)管環(huán)形混頻器,6.4 混頻器的干擾 6.4.1 信號與本振的自身組合干擾 由第5章的非線性電路的分析方法知，當(dāng)兩個頻率的信號作用于非線性器件時，會產(chǎn)生這兩個頻率的各種組合分量。對混頻器而言，作用于非線性器件的兩個信號為輸入信號us(fc)和本振電壓uL(fL)，則非線性器件產(chǎn)生的組合頻率分量為 f=pfLqfc (6-102) 式中，p、q為

38、正整數(shù)或零。當(dāng)有用中頻為差頻時，即fI=fLfc 或fI=fcfL，只存在pfLqfc=fI或qfcpfL=fI兩種情況可能會形成干擾，即 pfLqfcfI (6-103),這樣，能產(chǎn)生中頻組合分量的信號頻率、本振頻率與中頻頻率之間存在著下列關(guān)系 (6-104) 當(dāng)取fLfc=fI時，上式變?yōu)?(6-105) fcfI稱為變頻比。如果取fcfL=fI，可得 (6-106),當(dāng)信號頻率與中頻頻率滿足式(6-105)或式(6-106)的關(guān)系，或者說變頻比fcfI一定，并能找到對應(yīng)的整數(shù)p、q時，就會形成干擾。事實上，當(dāng)fc、fI確定后，總會找到滿足上兩式的p、q整數(shù)值，也就是說有確定的干擾點(diǎn)。但是

39、，若對應(yīng)的p、q值大，即pq很大，則意味著是高階產(chǎn)物，其分量幅度小，實際影響小。若p、q值小，即階數(shù)小，則干擾影響大，應(yīng)設(shè)法減小這類干擾。一部接收機(jī)，當(dāng)中頻頻率確定后，則在其工作頻率范圍內(nèi)，由信號及本振產(chǎn)生的上述組合干擾點(diǎn)是確定的。用不同的p、q值，按式(6-105)算出相應(yīng)的變頻比fcfI，列在表 6-1 中。,例 調(diào)幅廣播接收機(jī)的中頻為465 kHz。某電臺發(fā)射頻率fc=931kHz。當(dāng)接收該臺廣播時,接收機(jī)的本振頻率fL=fc+fI= 1396kHz。顯然fI=fL fc，這是正常的變頻過程(主通道)。但是，由于器件的非線性，在混頻器中同時還存在著信號和本振的各次諧波相互作用。變頻比fc

40、/fI=931/4652，查表6-1，對應(yīng)編號2和編號10的干擾。對2號干擾，p=1，q=2，是3階干擾, 由式 (6-103), 可得2fcfL=29311396=466 kHz，這個組合分量與中頻差1kHz，經(jīng)檢波后將出現(xiàn)1 kHz的哨聲。這也是將自身組合干擾稱為干擾哨聲的原因。對10號干擾，p=3，q=5是8階干擾，其形成干擾的頻率關(guān)系為 5fc 3fL=593131396= 467kHz465 kHz，可以通過中頻通道形成干擾。,干擾哨聲是信號本身(或其諧波)與本振的各次諧波組合形成的，與外來干擾無關(guān)，所以不能靠提高前端電路的選擇性來抑制。減小這種干擾影響的辦法是減少干擾點(diǎn)的數(shù)目并降低

41、干擾的階數(shù)。其抑制方法如下: (1) 正確選擇中頻數(shù)值。當(dāng)fI固定后，在一個頻段內(nèi)的干擾點(diǎn)就確定了，合理選擇中頻頻率，可大大減少組合頻率干擾的點(diǎn)數(shù)，并將階數(shù)較低的干擾排除。例如，某短波接收機(jī)，波段范圍為230MHz。如fI=1.5 MHz，則變頻比fcfI=1.3320，由表6-1可查出組合干擾點(diǎn)為2、4、6、7、10、11、14和15號，最嚴(yán)重的是2號(3階干擾)，受干擾的頻率fc=2fI= 3MHz。若fI= 0.5 MHz，fcfI=460，組合干擾點(diǎn)為7號和11號，最嚴(yán)重的是7號(7階干擾)，受干擾的頻率fc=4fI=2 MHz。,由此可見，將中頻由1.5MHz改為 0.5 MHz，較

42、強(qiáng)的干擾點(diǎn)由8個減少到2個，最強(qiáng)的干擾由3階降為7階。但中頻頻率降低后，對鏡像干擾頻率的抑制是不利的。如選用高中頻，中頻采用70MHz，fcfI=0.0290.43，滿足這一范圍的組合頻率干擾點(diǎn)也是很少的(12、16和19號)，最嚴(yán)重的是12號干擾(階數(shù)7階)，因此影響很小。此外，采用高中頻后，基本上抑制了鏡像和中頻干擾。由于采用高中頻具有獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)，目前已廣泛采用。實現(xiàn)高中頻帶來的問題是: 要采用高頻窄帶濾波器，通常希望用矩形系數(shù)小的晶體濾波器，這在技術(shù)上會帶來一些困難，當(dāng)然可采用聲表面波濾波器來解決這一難題，其相對帶寬可做到0.02%70，矩形系數(shù)可達(dá)1.2。,(2) 正確選擇混頻器的工作

43、狀態(tài)，減少組合頻率分量。應(yīng)使gm(t)的諧波分量盡可能地減少，使電路接近乘法器。 (3) 采用合理的電路形式。如平衡電路、環(huán)形電路、乘法器等，從電路上抵消一些組合分量。,6.4.2 外來干擾與本振的組合干擾 這種干擾是指外來干擾電壓與本振電壓由于混頻器的非線性而形成的假中頻。設(shè)干擾電壓為uJ(t)=UJcosJt，頻率為fJ。接收機(jī)在接收有用信號時，某些無關(guān)電臺也可能被同時收到，表現(xiàn)為串臺，還可能夾雜著哨叫聲，在這種情況下，混頻器的輸入、輸出和本振的示意圖見圖6-69。,圖 6-69 外來干擾的示意圖,如果干擾頻率fJ滿足式(6-104)，即 就能形成干擾。式中，fL由所接收的信號頻率決定，用

44、fL=fc+fI代入上式，可得 (6-107) 反過來說，凡是滿足此式的信號都可能形成干擾。這一類干擾主要有中頻干擾、鏡像干擾及其它副波道干擾。,1. 中頻干擾 當(dāng)干擾頻率等于或接近于接收機(jī)中頻時，如果接收機(jī)前端電路的選擇性不夠好，干擾電壓一旦漏到混頻器的輸入端，混頻器對這種干擾相當(dāng)于一級(中頻)放大器，放大器的跨導(dǎo)為gm(t)中的gm0，從而將干擾放大，并順利地通過其后各級電路，就會在輸出端形成干擾。因為fJfI，在式(6-107)中，p=0、q=1，即中頻干擾是一階干擾。不同波段對中頻干擾的抑制能力不同。中波的波段低端的抑制能力最弱，因為此時接收機(jī)前端電路的工作頻率距干擾頻率最近。 抑制中

45、頻干擾的方法主要是提高前端電路的選擇性，以降低作用在混頻器輸入端的干擾電壓值，如加中頻陷波電路，見圖6-70。圖中，LI、CI對中頻諧振，濾除外來的中頻干擾電壓。此外，要合理選擇中頻數(shù)值，中頻要選在工作波段之外，最好采用高中頻方式。 ,圖 6-70 抑制中頻干擾的措施 (a) 提高選擇性; (b) 加中頻陷波電路,2 鏡像干擾 設(shè)混頻器中fLfc，當(dāng)外來干擾頻率fJ=fL+fI時，uJ與uL共同作用在混頻器輸入端，也會產(chǎn)生差頻fJfL=fI，從而在接收機(jī)輸出端聽到干擾電臺的聲音。fJ、fL及fI的關(guān)系如圖6-71所示。由于fJ和fc對稱地位于fL兩側(cè)，呈鏡像關(guān)系，所以將fJ稱為鏡像頻率，將這種

46、干擾叫做鏡像干擾。從式(6-104)可以看出，對于鏡像干擾，p=q=1，所以為二階干擾。 例如，當(dāng)接收580 kHz的信號時，還有一個1510 kHz的信號也作用在混頻器的輸入端。它將以鏡像干擾的形式進(jìn)入中放，因為fJfL=fLfc=465 kHz=fI。因此可以同時聽到兩個信號的聲音，并且還可能出現(xiàn)哨聲。,圖 6-71 鏡像干擾的頻率關(guān)系,對于fL1/T。分別畫出m=0.5 及m=1兩種情況下所對應(yīng)的AM波波形以及DSB波波形。,題 6-1 圖,6-2 某發(fā)射機(jī)輸出級在負(fù)載RL=100上的輸出信號為uo(t)=4(1+0.5 cost)cosct V。求總的輸出功率Pav、載波功率Pc和邊頻

47、功率P邊頻。 6-3 試用相乘器、相加器、濾波器組成產(chǎn)生下列信號的框圖： (1) AM波; (2) DSB信號; (3) SSB信號。 6-4 在圖示的各電路中，調(diào)制信號u=Ucost，載波電壓uC=UC cosct，且c，UCU，二極管VD1、VD2的伏安特性相同，均為從原點(diǎn)出發(fā)，斜率為gD的直線。 (1) 試問哪些電路能實現(xiàn)雙邊帶調(diào)制？ (2) 在能夠?qū)崿F(xiàn)雙邊帶調(diào)制的電路中，試分析其輸出電流的頻率分量。,題 6-4 圖,6-5 試分析圖示調(diào)制器。圖中，Cb對載波短路，對音頻開路; uC=UC cosct，u=Ucost。 (1) 設(shè)UC及U均較小，二極管特性近似為i=a0+a1u+a2u2

48、，求輸出電壓uo(t)中含有哪些頻率分量(忽略負(fù)載反作用)？ (2) 如UCU，二極管工作于開關(guān)狀態(tài)，試求uo(t)的表示式。(要求: 首先，忽略負(fù)載反作用時的情況，并將結(jié)果與(1)比較; 然后，分析考慮負(fù)載反作用時的輸出電壓。),題 6-5 圖,6-6 調(diào)制電路如圖所示。載波電壓控制二極管的通斷。試分析其工作原理并畫出輸出電壓波形; 說明R的作用(設(shè)T= 13TC，TC、T分別為載波及調(diào)制信號的周期)。,題 6-6 圖,6-7 在圖示橋式調(diào)制電路中，各二極管的特性一致，均為自原點(diǎn)出發(fā)、斜率為gD的直線，并工作在受u2控制的開關(guān)狀態(tài)。若設(shè)RLRD(RD=1gD)，試分析電路分別工作在振幅調(diào)制和

49、混頻時u1、u2各應(yīng)為什么信號，并寫出uo的表示式。,題 6-7 圖,6-8 在圖(a)所示的二極管環(huán)形振幅調(diào)制電路中，調(diào)制信號u=Ucost，四只二極管的伏安特性完全一致，均為從原點(diǎn)出發(fā)，斜率為gD的直線，載波電壓幅值為UC，重復(fù)周期為TC=2/c的對稱方波，且UCU，如圖(b)所示。試求輸出電壓的波形及相應(yīng)的頻譜。,題 6-8 圖,6-9 差分對調(diào)制器電路如圖所示。設(shè): (1) 若c=107 rads，并聯(lián)諧振回路對c諧振，諧振電阻RL=5 k，Ee=EC=10 V，Re=5 k, uC=156 cosct mV，u=5.63 cos104t V。試求uo(t)。 (2) 此電路能否得到雙

50、邊帶信號？ 為什么？,題 6-9 圖,6-10 調(diào)制電路如圖所示。已知u=cos103t V， uC=50 cos107t mV。試求: (1) uo(t)表示式及波形; (2) 調(diào)制系數(shù)m。,題 6-10 圖,6-11 圖示為斬波放大器模型，試畫出A、B、C、D各點(diǎn)電壓波形。,題 6-11 圖,6-12 振幅檢波器必須有哪幾個組成部分？各部分作用如何？下列各圖(見圖所示)能否檢波？ 圖中R、C為正常值，二極管為折線特性。,題 6-12 圖,6-13 檢波器電路如圖所示。us為己調(diào)波(大信號)。根據(jù)圖示極性，畫出RC兩端、Cg兩端、Rg兩端、二極管兩端的電壓波形。 6-14 檢波電路如圖所示，

51、其中us=0.8(10.5 cost) cosct V，F(xiàn)=5 kHz，fc=465 kHz，rD=125。試計算輸入電阻Ri、傳輸系數(shù)Kd，并檢驗有無惰性失真及底部切削失真。,題 6-13 圖,題 6-14 圖,6-15 在圖示的檢波電路中，輸入信號回路為并聯(lián)諧振電路，其諧振頻率f0=106Hz，回路本身諧振電阻R0=20k，檢波負(fù)載為10k，C1=0.01F，rD=100。 (1) 若is=0.5cos2106tmA，求檢波器輸入電壓us(t)及檢波器輸出電壓uo(t)的表示式; (2) 若is=0.5(1+0.5cos2103t)cos2106tmA，求 uo(t)表示式。,題 6-15 圖,6-16 并聯(lián)檢波器如圖所示。輸入信號為調(diào)幅波，已知C1=C2=0.01F，R1=1k, R2=5 k，調(diào)制頻率F=1 kHz，載頻fc=1 MHz，二極管工作在大信號狀態(tài)。 (1) 畫出AD及BD兩端的電壓波形; (2) 其它參數(shù)不變，將C2增大至2F ，BD兩端電壓波形如何變化？,