1、第2章 調(diào)制解調(diào) 2.1 概述 2.2 數(shù)字頻率調(diào)制 2.3 數(shù)字相位調(diào)制 2.4 正交振幅調(diào)制(QAM) 2.5 擴展頻譜調(diào)制 2.6 多載波調(diào)制 2.1 概 述 2.1.1 何謂調(diào)制與解調(diào)？調(diào)制：在發(fā)送端把要傳輸?shù)哪M信號或數(shù)字信號變換成 適合信道傳輸?shù)母哳l信號（已調(diào)信號）。 解調(diào)：在接收端需將已調(diào)信號還原成要傳輸?shù)脑夹?號。 2.1.2 調(diào)制的分類： 模擬調(diào)制(或連續(xù)調(diào)制) ：利用輸入的模擬信號直接調(diào)制(或改變)載波(正弦波)的振幅、頻率或相位，從而得到調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)或調(diào)相(PM)信號。 數(shù)字調(diào)制：利用數(shù)字信號來控制載波的振幅、頻率或相位。分為移頻鍵控(FSK)和移相鍵控(

2、PSK)等。 2.1.3 調(diào)制解調(diào)技術(shù)的主要內(nèi)容： 調(diào)制的原理及其實現(xiàn)方法;已調(diào)信號的頻譜特性;解調(diào)的原理和實現(xiàn)方法;解調(diào)后的信噪比或誤碼率性能等。 2.1.4 調(diào)頻信號調(diào)制解調(diào)的過程及其信號特征和性能： 設(shè)載波信號為 (2 - 1) 其中 Uc為載波信號的振幅， c為載波信號的角頻率， 0為載波信號的初始相位。 調(diào)頻和調(diào)相信號可寫成一般形式： (2 - 2) 其中(t)為載波的瞬時相位。 設(shè)調(diào)制信號為um(t), 則調(diào)頻信號的瞬時角頻率與輸入信號的關(guān)系為 (2 - 3) (2 - 4) 其中kf為調(diào)制靈敏度。因而調(diào)頻信號的形式為： (2 - 5) (2 - 6) (2 - 7) (2 - 8

3、) 其中mf為調(diào)制指數(shù)。 將式(2 - 7)展開成級數(shù)：其中 Jk(mf)為k階第一類貝塞爾函數(shù)： (2 - 9) (2 - 10) 圖 2 - 1 FM信號的頻譜(mf=2) 若以90%能量所包括的譜線寬度(以載頻為中心)作為調(diào)頻信號的帶寬， 則調(diào)頻信號的帶寬為： B = 2(mf+1)Fm = 2(fm+Fm) (2 - 11) 若以99%能量計算， 則調(diào)頻信號的帶寬為：(2 - 12) 在接收端，輸入的高斯白噪聲(其雙邊功率譜密度為N0/2)和信號一起通過帶寬B=2(mf+1)Fm的前置放大器，經(jīng)限幅后送入到鑒頻器，再經(jīng)低通濾波后得到所需的信號。在限幅器前，信號加噪聲可表示為： r(t)

4、 =uFM(t)+n(t) =Uc cosct+(t)+xc(t) cos(ct)-yc(t) sin(ct) =Uc cosct+(t)+V(t) cosct+(t) =Uc(t) cos(t) (2 - 13)其中 Uc(t)經(jīng)限幅器限幅后為一常量，而 (2 - 14) 在大信噪比情況下，即UcV(t), 有 (2 - 15) 其中第二項為與有用信號相關(guān)的項，第三項取決于噪聲。鑒頻器的輸出為： (2 - 16) 其中第一項為信號項，第二項為噪聲項。 經(jīng)過低通濾波后， 信號的功率為：(2 - 17) 噪聲的功率為： (2 - 18) 從而得輸出信噪比為： (2 - 19) 因為輸入信噪比為：

5、 (2 - 20) 經(jīng)過鑒頻器解調(diào)后，信噪比的增益為： (2 - 21) 但在小信噪比情況下， 即UcV(t)， 由式(2 - 14)得 ： (2 - 22) 上式中沒有單獨的信號項存在，解調(diào)器的輸出完全由噪聲確定。因此解調(diào)信號要獲得信噪比增益，輸入信號必須大于某一門限值，即所謂的“門限效應(yīng)”。圖 2 - 2 FM解調(diào)器的性能及門限效應(yīng) 2.2 數(shù)字頻率調(diào)制 2.2.1 移頻鍵控(FSK)調(diào)制 設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為an, an=1, n=-+。FSK的輸出信號形式(第n個比特區(qū)間)為 (2 - 23) 令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖且 則s(t)可表示為 ： (2 - 24) 令g(t)的

6、頻譜為G(), an取+1和-1的概率相等， 則s(t)的功率譜表達式為：圖 2 3 FSK信號的功率譜 分析：第一、二項表示FSK信號功率譜的一部分由g(t)的功率譜從0搬移到f1，并在f1處有載頻分量；第三、四項表示FSK信號功率譜的另一部分由g(t)的功率譜從0搬移到f2，并在f2處有載頻分量。從FSK信號的功率譜圖中可以看到，如果(f2-f1)小于fs(fs=1/Ts)，則功率譜將會變?yōu)閱畏濉?FSK信號的帶寬大約為 (2 - 26) 圖 2 - 4 FSK的相干解調(diào)框圖 設(shè)圖 2 - 4 中兩個帶通濾波器的輸出分別為y1(t)和y2(t)。它們包括有用信號分量和噪聲分量。設(shè)噪聲分量為

7、加性窄帶高斯噪聲， 可分別表示為 1支路： nc1(t) cos(1t+1)-ns1(t) sin(1t+1) 2支路： nc2(t) cos(2t+2)-ns2(t) sin(2t+2) 其中nc1(t), ns1(t), nc2(t), ns2(t)是均值為0、方差為2n的高斯隨機過程。 發(fā)“+1 ”時：y1(t) = a cos(1t+1)+nc1(t) cos(1t+1) -ns1(t) sin(1t+1)y2(t) = nc2 cos(2t+2)-ns2(t) sin(2t+2)(2 - 27) 發(fā)“-1”時： y1(t) = nc1 cos(1t+1)-ns1(t) sin(1t+

8、1)y2(t) = a cos(2t+2)+nc2(t) cos(2t+2) -ns2(t) sin(2t+2)(2 - 28) 經(jīng)過相乘器和低通濾波后的輸出為：發(fā)“+1 ”時：x1(t) = a+nc1(t)x2(t) = nc2(t)(2 - 29a) 發(fā)“-1”時： x1(t) = nc1(t) x2(t) = a+nc2(t)(2 - 29b) 設(shè)在取樣時刻，x1(t)和x2(t)對應(yīng)的樣點值為x1和x2，nc1(t)和nc2(t)對應(yīng)的樣點值為nc1和nc2，則在輸入“+1 ”和“-1”等概的條件下，誤比特率就等于發(fā)送比特為“+1 ”或“-1”的誤比特率， 即Pe = P(x1x2)

9、 = P(a+nc1nc2) = P(a+nc1-nc20)(2 - 30) (2 - 31) 其中 為輸入信噪比，erfc(x)為互補誤差函數(shù)，即 (2 - 32) 2.2.2 最小移頻鍵控(MSK)調(diào)制 MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求FSK信號的相位連續(xù)。其頻差f=f2-f1=1/2Tb，即調(diào)制指數(shù)為 其中Tb為輸入數(shù)據(jù)流的比特寬度。 (2 - 33) MSK的信號表達式為： (2 - 34) 其中xk是為了保證t=kTb時相位連續(xù)而加入的相位常量。 令 k = ct+k kTbt(k+1)Tb (2 - 35)其中 k-1

10、(kTb) = k(kTb) (2 - 36)將式(2 - 35)代入式(2 - 36)可得：(2 - 37) 為了保持相位連續(xù)， 在t=kTb時應(yīng)有下式成立： 從上式可以看出，若x0=0，則xk= 。該式說明本比特內(nèi)的相位常數(shù)不僅與本比特的輸入有關(guān)，還與前一比特的輸入及相位常數(shù)有關(guān)。圖 2 - 5 MSK的相位軌跡 圖 2 - 6 MSK的可能相位軌跡 從圖 2 - 5 和圖 2 - 6 可以看出：當(dāng)t=2lTb，l=0，1，2，時，相位取值只能是0或(模2)；當(dāng)t=(2l+1)Tb，l=0，1，2，時，相位取值只能是/2(模2)；在一個比特區(qū)間內(nèi)，相位線性地增加或減少/2。 MSK信號表達

11、式可正交展開為下式：(2 - 38) 由式(2 - 37)得： 因為 ak=ak-1ak ak-1且k為奇數(shù)ak ak-1且k為偶數(shù) 所以上式可以寫成(令k=2l, l=0, 1, 2, )： cosx2l = cosx2l-1 a2l+1 cosx2l+1 = a2l cosx2l (2 - 39) 由此式可以看出：I支路數(shù)據(jù)(cosxk)和Q支路數(shù)據(jù)(akcosxk)并不是每隔Tb秒就可能改變符號，而是每隔2Tb秒才有可能改變符號。I支路與Q支路的碼元在時間上錯開Tb秒，如圖 2 - 7 所示。 圖 2 - 7 MSK的輸入數(shù)據(jù)與各支路數(shù)據(jù)及基帶波形的關(guān)系 圖 2 - 8 MSK調(diào)制器框圖

12、 MSK信號也可以將非歸零的二進制序列直接送入FM調(diào)制器中來產(chǎn)生，F(xiàn)M調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)為0.5。 MSK信號的單邊功率譜表達式為: (2 - 40) 圖 2 - 9 MSK信號的功率譜 MSK信號可以采用鑒頻器解調(diào)，也可以采用相干解調(diào)。相干解調(diào)的框圖如圖 2 - 10 所示。圖中采用平方環(huán)來提取相干載波。從圖中可以看出經(jīng)過低通濾波后，I支路和Q支路的輸出分別為: (2 - 41) 圖 2 - 10 MSK相干解調(diào)框圖 參照FSK的誤碼率分析，在輸入為窄帶高斯噪聲(均值為0，方差為2n)的情況，各支路的誤碼率為:(2 - 42) 與FSK性能相比，由于各支路的實際碼元寬度為2Tb，其對應(yīng)的低通濾

13、波器帶寬減少為原帶寬的1/2， 從而使MSK的輸出信噪比提高了一倍。 經(jīng)過差分譯碼后的誤比特率為: (2 - 43) 2.2.3 高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)調(diào)制: 盡管MSK信號已具有較好的頻譜和誤比特率性能，但仍不能滿足功率譜在相鄰頻道取值(即鄰道輻射)低于主瓣峰值60 dB以上的要求。這就要求在保持MSK基本特性的基礎(chǔ)上，對MSK的帶外頻譜特性進行改進，使其衰減速度加快。 由2.2.2節(jié)可以看出，MSK信號可由FM調(diào)制器來產(chǎn)生，由于輸入二進制非歸零脈沖序列具有較寬的頻譜，從而導(dǎo)致已調(diào)信號的帶外衰減較慢。如果將輸入信號經(jīng)過濾波以后再送入FM調(diào)制，必然會改善已調(diào)信號的帶外特性。 GMS

14、K信號就是通過在FM調(diào)制器前加入高斯低通濾波器(稱為預(yù)調(diào)制濾波器)而產(chǎn)生的，如圖 2 - 11 所示。圖 2 - 11 GMSK信號的產(chǎn)生原理 高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)為: (2 - 44) 其中Bb為高斯濾波器的3 dB帶寬。 該濾波器對單個寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為：(2 - 45) (2 - 46) 當(dāng)BbTb取不同值時，g(t)的波形如圖 2 - 12 所示。 圖 2 - 12 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng) GMSK的信號表達式為： (2 - 47) GMSK的相位軌跡如圖 2 - 13 所示。 圖 2 - 13 GMSK的相位軌跡 從圖 2 - 12 和圖 2 - 13 可以看出，GM

15、SK通過引入可控的碼間干擾(即部分響應(yīng)波形)來達到平滑相位路徑的目的，它消除了MSK相位路徑在碼元轉(zhuǎn)換時刻的相位轉(zhuǎn)折點。從圖中還可以看出，GMSK信號在一碼元周期內(nèi)的相位增量，不像MSK那樣固定為/2，而是隨著輸入序列的不同而不同。 由式(2 - 47)可得(2 - 48) 其中 (2 - 49) 盡管g(t)在理論上是在-t+范圍內(nèi)取值， 但實際中需要對g(t)進行截短，僅取(2N+1)Tb 區(qū)間， 這樣可以證明(t)在碼元轉(zhuǎn)換時刻的取值(kTb)是有限的，在當(dāng)前碼元內(nèi)的相位增量(t)僅與(2N+1)個比特有關(guān)，因此(t)的狀態(tài)是有限的。這樣我們就可以事先制作cos(t)和sin(t)兩張表

16、，根據(jù)輸入數(shù)據(jù)讀出相應(yīng)的值，再進行正交調(diào)制就可以得到GMSK信號，如圖 2 - 14 所示。 圖 2 - 14 波形存儲正交調(diào)制法產(chǎn)生GMSK信號 圖 2 - 15 GMSK的功率譜密度 表 2 - 1 GMSK在給定百分比功率下的占用帶寬 圖 2 - 16 GMSK信號對鄰道的干擾功率 1. 一比特延遲差分檢測 一比特延遲差分檢測器的框圖如圖 2 - 17 所示。 設(shè)中頻濾波器的輸出信號為 SIF(t) = R(t) cosct+(t) (2 - 50)圖 2 - 17 一比特延遲差分檢測器的框圖 在不計輸入噪聲與干擾的情況下，圖中相乘器的輸出為R(t) cosct+(t)R(t-Tb) s

17、inc(t-Tb)+(t-Tb)經(jīng)LPF后的輸出信號為：(2 - 51) 當(dāng)cTb=k(2)(k為整數(shù))時，(2 - 52) 其中R(t)和R(t-Tb)是信號的包絡(luò)，永遠是正值。因而Y(t)的極性取決于相差信息(Tb)。令判決門限為零， 即判決規(guī)則為 Y(t) 0 判為“+1” Y(t) 0 判為“-1” 2. 二比特延遲差分檢測 二比特延遲差分檢測器的框圖如圖 2 - 18 所示。 圖中相乘器的輸出信號為：R(t) cosct+(t)R(t-2Tb) cosc(t-2Tb)+(t-2Tb) = R(t)R(t-2Tb) cosct+(t) cosc(t-2Tb)+(t-2Tb) (2 -

18、53)圖 2 - 18 二比特延遲差分檢測器的框圖 經(jīng)LPF后的輸出 為：(2 - 54) 其中 當(dāng)2cTb=k(2)(k為整數(shù))時 (2 - 55) 如果在中頻濾波器后插入一個限幅器，則可以去掉振幅的影響。上式中，內(nèi)的第一項為偶函數(shù)，在(Tb)不超過/2的范圍時，它不會為負。它實際上反映的是直流分量的大小，對判決不起關(guān)鍵作用， 但需要把判決門限增加一相應(yīng)的直流分量； 第二項sin(t)-(t-Tb) sin(t-Tb)-(t-2Tb) (2 - 56)才是判決的依據(jù)。 檢測器只要設(shè)置一個判決門限， 并令判決規(guī)則為 Y(t) 判為“+1” Y(t) 判為“-1”圖 2 - 19 差分編碼的GM

19、SK調(diào)制器 GMSK信號在衰落信道中傳輸時，檢測的誤碼率和其它調(diào)制方式一樣，與信噪比(Eb/N0)、多普勒頻移等多種因素有關(guān)。圖 2 - 20 是其相干檢測的誤碼率特性。圖 2 - 21 給出了二比特延遲差分檢測的誤碼率特性，兩者比較，后者的誤碼率特性優(yōu)于前者。圖 2 - 20 GMSK相干檢測的誤碼率特性 圖 2 - 21 GMSK二比特延遲差分檢測的誤碼率特性 2.2.4 高斯濾波的移頻鍵控(GFSK)調(diào)制 由前面的討論可知，MSK和GMSK兩種調(diào)制方式對調(diào)制指數(shù)是有嚴(yán)格規(guī)定的，即h=0.5，從而對調(diào)制器也有嚴(yán)格的要求。GFSK吸取了GMSK的優(yōu)點，但放松了對調(diào)制指數(shù)的要求，通常調(diào)制指數(shù)在

20、0.40.7之間即可滿足要求。例如在第二代無繩電話系統(tǒng)(CT-2)標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定，發(fā)射“+1”時對應(yīng)的頻率比fc低14.4 kHz到25.2 kHz。GFSK 調(diào)制的原理框圖如圖 2 - 22 所示。 GFSK與GMSK類似，是連續(xù)相位的恒包絡(luò)調(diào)制。 圖 2 - 22 GFSK調(diào)制的原理框圖 2.3 數(shù)字相位調(diào)制 2.3.1 移相鍵控(PSK)調(diào)制 設(shè)輸入比特率為an, an=1, n=-+, 則PSK的信號形式為： nTbt(n+1)Tb (2 - 57)S(t)還可以表示為 nTbt(n+1)Tb (2 - 58) 設(shè)g(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，其頻譜為G()，則PSK信號的功率譜為(假定

21、“+1”和“-1”等概出現(xiàn))：(2 - 59) 若輸入噪聲為窄帶高斯噪聲(其均值為0，方差為2n)，則在輸入序列“+1”和“-1”等概出現(xiàn)的條件下， 相干解調(diào)后的誤比特率為： (2 - 60) 在相同的條件下， 差分相干解調(diào)的誤比特率為： (2 - 61) 圖 2 - 23 PSK的解調(diào)框圖 (a) 相干解調(diào)； (b) 差分相干解調(diào) 2.3.2 四相移相鍵控(QPSK)調(diào)制和交錯四相移相鍵控 (OQPSK)調(diào)制 QPSK和OQPSK的產(chǎn)生原理如圖 2 - 24 所示。圖 2 - 24 QPSK和OQPSK信號的產(chǎn)生原理 (a) QPSK的產(chǎn)生； (b) OQPSK的產(chǎn)生 假定輸入二進制序列為a

22、n，an=1，則在kTst(k+1)Ts(Ts=2Tb)的區(qū)間內(nèi)，QPSK的產(chǎn)生器的輸出為(令n=2k+1)：(2 - 62) 由圖2.24(b)可知，OQPSK調(diào)制與QPSK調(diào)制類似，不同之處是在正交支路引入了一個比特(半個碼元)的時延，這使得兩個支路的數(shù)據(jù)不會同時發(fā)生變化， 因而不可能像QPSK那樣產(chǎn)生的相位跳變，而僅能產(chǎn)生/2的相位跳變，如圖 2- 25(b)所示。因此， OQPSK頻譜旁瓣要低于QPSK信號的旁瓣。圖 2 - 25 QPSK和OQPSK的星座圖和相位轉(zhuǎn)移圖 (a) QPSK; (b) OQPSK 2.3.3 /4-DQPSK調(diào)制 /4-DQPSK是對QPSK信號的特性進

23、行改進的一種調(diào)制方式，改進之一是將QPSK的最大相位跳變，降為3/4，從而改善了/4-DQPSK的頻譜特性。改進之二是解調(diào)方式，QPSK只能用相干解調(diào)，而/4-DQPSK既可以用相干解調(diào)也可以采用非相干解調(diào)。/4-DQPSK已應(yīng)用于美國的IS-136數(shù)字蜂窩系統(tǒng)、日本的(個人)數(shù)字蜂窩系統(tǒng)(PDC)和美國的個人接入通信系統(tǒng)(PACS)中。 /4-DQPSK調(diào)制器的原理框圖如圖2 - 26所示， 輸入數(shù)據(jù)經(jīng)串/并變換之后得到同相通道I和正交通道Q的兩種非歸零脈沖序列SI和SQ。通過差分相位編碼， 使得在kTst(k+1)Ts 時間內(nèi)，I通道的信號Uk和Q通道的信號Vk發(fā)生相應(yīng)的變化，再分別進行正

24、交調(diào)制之后合成為/4-DQPSK信號。(這里Ts是SI和SQ的碼寬， Ts=2Tb。)圖 2 - 26 /4-DQPSK信號的產(chǎn)生原理框圖 設(shè)已調(diào)信號 Sk(t) = cos(ct+k) (2 - 63) 其中k為kTst(k+1)Ts之間的附加相位。上式可展開成 Sk(t) = cosct cosk-sinct sink (2 - 64) 當(dāng)前碼元的附加相位k是前一碼元附加相位k-1與當(dāng)前碼元相位跳變量k之和，即 k = k-1+k (2 - 65) Uk = cosk = cos(k-1+k) = cosk-1cosk-sink-1sink (2 - 66) Vk = sink = sin

25、(k-1+k) = sink-1cosk+cosk-1sink (2 - 67) 其中sink-1=Vk-1，cosk-1=Uk-1，上面兩式可改寫為 Uk = Uk-1cos k-Vk-1sink Vk = Vk-1cos k+Uk-1sink (2 - 68)表 2 - 2 /4-DQPSK的相位跳變規(guī)則圖 2 - 27 /4-DQPSK的相位關(guān)系 為了使已調(diào)信號功率譜更加平滑，對圖 2 - 26 中的低通濾波器(LPF)的特性應(yīng)有一定的要求。美國的IS-136數(shù)字蜂窩網(wǎng)中，規(guī)定這種濾波器應(yīng)具有線性相位特性和平方根升余弦的頻率響應(yīng)，它的傳輸函數(shù)為(2 - 69) 設(shè)該濾波器的矩形脈沖響應(yīng)函

26、數(shù)為g(t)，那么最后形成的/4-DQPSK信號可以表示為：(2 - 70)圖 2 - 28 /4-DQPSK基帶信號的眼圖 由式(2 - 70)可以看出，/4-DQPSK是一種線性調(diào)制。它具有較高的頻譜利用率，但其包絡(luò)不恒定。若在發(fā)射中采用非線性功率放大器，將會使已調(diào)信號的頻譜展寬，從而降低了頻譜利用率，不能滿足對相鄰信道的干擾功率電平比本信道的功率電平低6070 dB的要求；若采用線性功率放大器，則其功率效率較差。為改善功率放大器的動態(tài)范圍，一種實用的/4-DQPSK的發(fā)射機結(jié)構(gòu)如圖 2 - 29 所示。它采用了笛卡爾坐標(biāo)負反饋控制和AB類功率放大器。它的中心頻率為145 MHz，數(shù)據(jù)速率

27、為32 kb/s，發(fā)端采用滾降因子為0.5的升余弦濾波器時，實測的信號功率譜如圖 2 - 30 所示。 圖 2 - 29 具有笛卡爾坐標(biāo)負反饋控制的發(fā)射機框圖 圖 2 - 30 發(fā)射信號的功率譜(數(shù)據(jù)速率32 kb/s) (a) 已調(diào)信號經(jīng)過AB類功放后的發(fā)射信號功率譜； (b) 已調(diào)信號經(jīng)過負反饋控制的功放后的發(fā)射信號功率譜 1. 基帶差分檢測 基帶差分檢測的框圖如圖 2 - 31 所示。 圖中，本地正交載波cos(ct+)和sin(ct+)只要求與信號的未調(diào)載波c同頻，并不要求相位相干，可以允許有一定的相位差，這個相位差是可以在差分檢測過程中消除。 圖 2 - 31 基帶差分檢測框圖 設(shè)接

28、收信號 Sk(t) = cos(ct+k) kTst(k+1)Ts (2 - 71) 在同相支路，經(jīng)與本地載波cos(ct+)相乘，濾波后的低頻信號為： (2 - 72) 在正交支路，與sin(ct+)相乘，濾波后的低頻信號為(2 - 73) 其中k是信號相位。 從調(diào)制器電路圖 2 - 26 可知： (2 - 74) 令解碼電路的運算規(guī)則為： (2 - 75) 可以得到 (2 - 76) (2 - 77) 從式(2 - 76)和式(2 - 77)可以看出，通過解碼電路的運算，消除了本地載頻和信號的相差，使得Xk和Yk僅與k相關(guān)。根據(jù)調(diào)制時的相位跳變規(guī)則(表2 2)，可制定判決規(guī)則如下： Xk0

29、 判“+1” Xk0 判“-1” Yk0 判“+1” Yk0 判“-1” (2 - 78) 2. 中頻差分檢測 中頻差分檢測的原理框圖如圖2 - 32 所示。輸入信號Sk(t)=cos(ct+k)經(jīng)兩個支路相乘后的信號分別為： cos(ct+k)cos(c(t-Ts)+k-1) sin(ct+k)cos(c(t-Ts)+k-1) (2 - 79) 經(jīng)低通濾波后，所得低頻分量為(取Ts=2n)： (2 - 80) (2 - 81) 圖 2 - 32 中頻差分檢測原理框圖 3. 鑒頻器檢測 鑒頻器檢測的框圖如圖 2 - 33 所示。信號經(jīng)過平方根升余弦滾降的帶通濾波器后進入硬限幅器，再經(jīng)鑒頻器和積

30、分采樣清除電路之后，用模2檢測器檢測出兩采樣瞬間的相位差，從而可判決出所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。圖 2 - 33 鑒頻器檢測框圖 理想的鑒頻器特性為： (2 - 82) 經(jīng)過積分和采樣后有 ：(2 - 83) 若直接根據(jù)k進行判決，就可能出現(xiàn)錯判。 例如，k=10，k-1=340， 則 k=10-340=330，但實際的相差僅為30。因此，在差分相位解碼前要加入一個模2的校正電路。 其校正規(guī)則如下： 如果k-180，則k=k+360如果k180，則k=k-360(2 - 84) 由于/4-DQPSK的三種非相干解調(diào)方式是等價的，下面僅以基帶差分檢測為例進行分析。下面首先考察/4-DQPSK的靜態(tài)性能。 (

31、1) /4-DQPSK在理想高斯信道條件下系統(tǒng)的抗噪聲性能。 基帶差分檢測的誤比特率為：(2 85) 圖 2 - 34 /4-DQPSK的誤比特率性能及頻 差f引起的 相位漂移=fTs在有的情況下，系統(tǒng)的平均誤比特率為： (2 - 86) 式中： (2 - 87) (2 - 88) (2) /4-DQPSK在多徑衰落信道和有同道干擾及鄰道干擾條件下的系統(tǒng)性能。 美國TIA標(biāo)準(zhǔn)委員會建議，在數(shù)字蜂窩系統(tǒng)中采用二條路徑的模型來評估系統(tǒng)對時延擴展的容忍程度。 因此，在這里采用如圖2 - 35 所示的系統(tǒng)模型。圖中， 發(fā)射機TX1到接收機RX1是需要的信道，發(fā)射機TX2為同道干擾發(fā)射機。圖 2 - 3

32、5 頻率選擇性Rayleigh衰落信道模型 (1) 無多普勒頻移和無時延擴散的Rayleigh衰落信道。 在該信道條件下，在不同平均載波干擾功率比(C/I)條件下，誤比特率與平均載波噪聲功率比(C/N)的曲線如圖 2 - 36 所示。圖2 - 36 /4-DQPSK在無多普勒頻移和無時延擴散的衰落信道下的性能 (2) 無時延擴散和有多普勒頻移Rayleigh衰落信道。 在無時延擴散的平坦快衰落信道中，在無同道干擾但運動速度不同的條件下，誤比特率與載噪比的曲線如圖 2 - 37 所示。圖 2 - 37 /4-DQPSK在有多普勒頻移和無時延擴散 的衰落信道下的性能 在有同道干擾(CCI)、有多普

33、勒頻移和無時延擴散的信道下，在不同載干比C/I條件下，誤比特率與多普勒頻移的關(guān)系曲線如圖 2 - 38 所示。 圖 2 - 38 /4-DQPSK在有同道干擾、 有多普勒頻移和無時延擴散衰落信道下的性能 (3) 有時延擴散無多普勒頻移的衰落信道 在該信道中，在無噪聲、無干擾和無多普勒頻移的條件下，在時延大小不同時，誤比特率Pe與功率比C/D(C為主路徑的平均信號功率，D為時延路徑的平均信號功率)的關(guān)系曲線如圖 2 - 39 所示。圖 2 - 39 /4-DQPSK在有時延擴散無多普勒頻移 的衰落信道下的性能 (4) 有時延擴散和多普勒頻移的Rayleigh衰落信道。 在該信道中，當(dāng)無干擾和無噪聲時，在時延擴散和多普勒頻移取不同值的條件下