常州機(jī)電職業(yè)技術(shù)學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）說明書作者：莫茂濤學(xué)號(hào)：05307081 楊舟學(xué)號(hào)：05305238張學(xué)斌學(xué)號(hào)：05306088系部：電氣工程系專業(yè)：應(yīng)用電子技術(shù)題目：D類音頻功率放大器的設(shè)計(jì)指導(dǎo)者：朱老師評(píng)閱者：2008年5月

摘要數(shù)字功率放大器具有模擬功率放大器不可比擬的優(yōu)勢(shì)，代表著音響技術(shù)數(shù)字化的新臺(tái)階。本系統(tǒng)以高效率D類功率放大器為核心，輸出開關(guān)管采用高速VMOSFET管，連接成互補(bǔ)對(duì)稱H橋式結(jié)構(gòu)，最大不失真輸出功率大于1W，平均效率可達(dá)到70％左右。D類放大器包括脈寬調(diào)制器和輸出級(jí)。 本文首先介紹了聲音的基本特性、音響放大器的技術(shù)指標(biāo)、放大器分類和D類放大器的工作原理，接著進(jìn)行了D類功放的仿真分析，包括PWM波的形成、頻譜分析等等；然后根據(jù)D類功放的設(shè)計(jì)要素，設(shè)計(jì)了基于MAXIM公司的10W立體聲/15W單聲道集成芯片MAX9703/MAX9704的D類放大器，并對(duì)D類功放的發(fā)展與技術(shù)展望進(jìn)行了描述。在本文里，對(duì)放大器的各個(gè)模塊包括放大電路、比較器電路、三角波產(chǎn)生電路、驅(qū)動(dòng)電路等進(jìn)行了設(shè)計(jì)和仿真，且達(dá)到了預(yù)先設(shè)定的指標(biāo)。關(guān)鍵詞:D類放大器脈寬調(diào)制高速開關(guān)電路低通濾波目錄1引言 52音響的基礎(chǔ)知識(shí) 72.1聲音的基本特性 72.2音響的結(jié)構(gòu)及參數(shù) 72.3放大器的技術(shù)指標(biāo) 73放大器的簡(jiǎn)介 94D類功放的原理及仿真 134.1D類功放的工作原理 134.2D類功放的EDA仿真 154.2.1EDA仿真概述 154.2.2D放大器原理仿真概述 164.2.3輸入信號(hào)抽樣――PWM波的形成仿真 174.2.4輸出信號(hào)PWM波的頻譜仿真分析 174.3D類功放的優(yōu)點(diǎn) 185D類功放的硬件設(shè)計(jì) 195.1D類功放的設(shè)計(jì)原理 195.2D類功放的設(shè)計(jì)要素 225.2.1輸出晶體管尺寸選擇 225.2.2輸出級(jí)保護(hù) 225.2.3音質(zhì)處理 235.2.4EMI處理 255.2.5LC濾波器設(shè)計(jì) 26系統(tǒng)成本 275.2.7散熱注意事項(xiàng) 275.3D類功放電路分析與計(jì)算 31脈寬調(diào)制器（PWM） 315.3.2前置放大器 335.3.3驅(qū)動(dòng)電路 345.3.4高速開關(guān)電路 355.3.5低通濾波 406MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器 446.1概述 446.2MAX9703/MAX9704詳細(xì)說明 446.2.1工作效率 446.2.2應(yīng)用信息 457D類功放的發(fā)展與技術(shù)展望 477.1D類功放的不足 477.2D類功放的最新發(fā)展——T類功率放大器 47結(jié)論 48致謝 49參考文獻(xiàn) 501引言音響技術(shù)發(fā)展到今天，音響設(shè)備中大部分已實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，如作為音源的CD、DAT、MD、DVD等，數(shù)字調(diào)音臺(tái)以及數(shù)字效果器、壓限器、激勵(lì)器等周邊設(shè)備也被一些專業(yè)場(chǎng)所使用。而作為音響系統(tǒng)最后環(huán)節(jié)的功率放大器和揚(yáng)聲器卻長(zhǎng)期在數(shù)字化的大門外徘徊。人們對(duì)音響重放高保真度的追求是永無止境的，而模擬功率放大器經(jīng)過了幾十年發(fā)展，在技術(shù)上已經(jīng)相當(dāng)成熟，可以說已難于有新的突破。隨著生活水平的提高，環(huán)保與能量的利用率也漸漸成為人們所關(guān)注的問題，正因?yàn)檫@樣，人們?cè)僖淮伟涯抗馔断驍?shù)字功放。其實(shí)早在20世紀(jì)60年代末期就有人著手?jǐn)?shù)字放大器的研究，為什么在這數(shù)十年以來的音響發(fā)展歷程，一直不見其產(chǎn)品面市？究其原因，是在數(shù)字音頻放大器的設(shè)計(jì)與制作過程中，最大的難題就是高速轉(zhuǎn)換控制系統(tǒng)。因?yàn)槠湫枰獦O高的精確度，但在如何解決脈沖調(diào)制放大在工作時(shí)提供持續(xù)穩(wěn)定的線性響應(yīng)，以及如何避免產(chǎn)生輻射脈沖干擾等方面難以取得突破，故一直使脈沖調(diào)制型放大器在音響應(yīng)用領(lǐng)域停滯不前，舉步維艱。如今，隨著脈沖調(diào)制放大電路的技術(shù)瓶頸被逐漸解決，數(shù)字放大器的優(yōu)點(diǎn)日漸突顯，新品不斷推出，也越來越受到人們的關(guān)注了。低失真，大功率，高效率是對(duì)功率放大器提出的普遍要求。模擬功率放大器通過采用優(yōu)質(zhì)元件，復(fù)雜的補(bǔ)償電路，深負(fù)反饋，使失真變得很小，但大功率和高效率一直沒有很好的解決。工作在開關(guān)狀態(tài)下的D類功率放大器卻很容易實(shí)現(xiàn)，大功率，高效率，低失真。傳統(tǒng)的音頻功放工作時(shí)，直接對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行放大，工作期間必須工作于線性放大區(qū)，功率耗散較大，雖然采用推挽輸出，減小了功率器件的承受功率，但在較大功率情況下，仍然對(duì)功率器件構(gòu)成極大威脅。功率輸出受到限制。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點(diǎn):1.電路復(fù)雜，成本高。常常需要設(shè)計(jì)復(fù)雜的補(bǔ)償電路和過流，過壓，過熱等保護(hù)電路，體積較大，電路復(fù)雜。2.效率低，輸出功率不可能做的很大。D類開關(guān)音頻功率放大器的工作基于PWM模式:將音頻信號(hào)與采樣頻率比較，經(jīng)自然采樣，得到脈沖寬度與音頻信號(hào)幅度成正比例變化的PWM波，然后經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路，加到功率MOS的柵極，控制功率器件的開關(guān)，實(shí)現(xiàn)放大，將放大的PWM送入濾波器，則還原為音頻信號(hào)。D類功率放大器工作于開關(guān)狀態(tài)，理論效率可達(dá)100%，實(shí)際的運(yùn)用也可達(dá)80%以上。功率器件的耗散功率小，產(chǎn)生熱量少，可以大大減小散熱器的尺寸，連續(xù)輸出功率很容易達(dá)到數(shù)百瓦。功率MOS有自保護(hù)電路，可以大大簡(jiǎn)化保護(hù)電路，而且不會(huì)引入非線性失真。對(duì)于高電感的揚(yáng)聲器，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，是可以省去低通濾波器〔LPF)，這樣可以大大的節(jié)省體積和花費(fèi)。而且有更高的保真度，這一點(diǎn)，在國(guó)外的SVD類功率放大器中已經(jīng)開始運(yùn)用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。近年來，國(guó)外的公司對(duì)D類功率放大器進(jìn)行了研究和開發(fā)，提出了一些方案，但是尚存在了較大的難度，由于采用PWM方式，為了提高音質(zhì)，降低失真，必須提高調(diào)制頻率，但是在較高頻率下，會(huì)產(chǎn)生一定的問題，同時(shí)，D類功率放大器對(duì)器件的要求較高，不利于降低成本。

2音響的基礎(chǔ)知識(shí)2.1聲音的基本特性音量:它與聲波的物理量“振幅”有關(guān)，聲波的振幅大，人耳就感覺聲音響，音量大，反之，則聲音輕，音量小，音量的大小是人耳聽音的主觀感覺。音調(diào):是人耳對(duì)聲音調(diào)子高低的主觀感覺，聲調(diào)的高低與聲音的物理量“頻率”對(duì)應(yīng)人耳的聽覺范圍:20hz～20KHz稱之為可聽聲，低于20Hz稱為次聲，高于20KHz稱為超聲，人耳對(duì)3K～4K的聲音最敏感。音色:又叫音品或音質(zhì)，它是由聲音的波形決定的，電子管功放的偶次諧波多，奇次諧波少，聲音柔美，甜潤(rùn)，晶體管功放奇次諧波多，聲音冷艷，清麗。2.2音響的結(jié)構(gòu)及參數(shù)前置放大器和功率放大器，前置放大器承擔(dān)控制任務(wù)為主，對(duì)各種節(jié)目源信號(hào)進(jìn)行選擇和處理，對(duì)微弱信號(hào)放大到0.5-1V，進(jìn)行各種音質(zhì)控制，以美化音色。功率放大器，承擔(dān)放大任務(wù)，是將前置放大器輸出的音頻信號(hào)進(jìn)行功率放大，以推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。有電壓放大，電流放大，要求是宏亮而不失真。2.3放大器的技術(shù)指標(biāo)1.額定功率:音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值(r<1%)的最大功率稱為額定功率，表達(dá)式；P=U/R,U為負(fù)載兩端的最大不失真電壓，R為額定負(fù)載阻抗。測(cè)量條件如下:信號(hào)發(fā)生器輸出頻率為1KH，電壓U=20mV正弦信號(hào)。功率放大器的輸出端接額定負(fù)載電阻凡(代替揚(yáng)聲器)，輸入端接U，逐漸增大輸入電壓U，直到U的波形剛好不出現(xiàn)諧波失真(r<1%)，此時(shí)對(duì)應(yīng)的輸出電壓為最大輸出電壓。測(cè)量后應(yīng)迅速減小U，以免損壞功率放大器。2.頻率響應(yīng)放大器的電壓增益相對(duì)于中音頻f(1KHz)的電壓增益下降3dB時(shí)所對(duì)應(yīng)的低音音頻f和高音音頻f稱為放大器的頻率響應(yīng)。測(cè)量條件如下:調(diào)節(jié)音量控制器使輸出電壓約為最大輸出電壓的50%輸入端接音調(diào)控制器，使信號(hào)發(fā)生器的輸出頻率f從20Hz-20KHz(保持U=20mV不變)測(cè)出負(fù)載電阻上對(duì)應(yīng)的輸出電壓U。3.輸入靈敏度使音響放大器輸出額定功率時(shí)所需的輸入電壓(有效值)稱為靈敏度。4.噪聲電壓使輸入為零時(shí)，輸出負(fù)載凡上的電壓稱為噪聲電壓U。測(cè)量:使輸入端對(duì)地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀察輸出負(fù)載RL的電壓波形，用交流電壓表測(cè)量其有效值。

3放大器的簡(jiǎn)介功率放大器通常根據(jù)其工作狀態(tài)分為五類。即A類、AB類、B類、C類、D類。在音頻功放領(lǐng)域中，前四類均可直接采用模擬音頻信號(hào)直接輸入，放大后將此信號(hào)用以推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。D類放大器比較特殊，它只有兩種狀態(tài)，不是通就是斷。因此，它不能直接輸入模擬音頻信號(hào)，而是需要某種變換后再放大。1.A類放大器我們略去電路直接從特性曲線來討論工作狀態(tài)，見圖3-1中左邊為晶體管輸入特性，固定置偏所形成的工作點(diǎn)在Q點(diǎn)，當(dāng)正弦音頻信號(hào)輸入時(shí)，其幅度未超出線性范圍，集電極工作狀態(tài)處于截止區(qū)和飽和點(diǎn)之內(nèi)，集電極電流為完整的全周導(dǎo)通的正弦波，此時(shí)導(dǎo)通角為180度，(導(dǎo)通角是以最小值至最大值之間占全周的部分來計(jì)算，全周導(dǎo)通時(shí)為180度)。這種放大狀態(tài)失真度較小，只受器件特性曲線的影響，若器件線性好則失真最小，但是，當(dāng)無交流輸入時(shí)，有約一半幅度(Q點(diǎn))的直流電流，其損耗為I×V，故效率是最低的，低于50%，所以這種A類功率放大僅用于很小功率的收音機(jī)，助聽器中，也有用于高級(jí)的Hi-Fi功放中。圖3-1A2.B類放大器圖3-2B類放大器靜態(tài)置偏為Q點(diǎn)，處于截止點(diǎn)上，因此信號(hào)輸入時(shí)，只有半周導(dǎo)通(導(dǎo)通角為90度)，如圖3-2所示，。集電極輸出半個(gè)正弦波。這種狀態(tài)失真度就很大了，所以一般乙類放大器都用雙管做成推挽式，每管工作半周構(gòu)成完整的正弦波以減少失真。乙類狀態(tài)的最大優(yōu)點(diǎn)是無信號(hào)時(shí)原則上沒有直流電流，因而沒有直流功率損耗，效率超過50%，但由于曲線起始端的非線性，常將推挽放大器的兩管均少量正向置偏，其導(dǎo)通角大于半周，故效率不能做得很高達(dá)60%-70%.工作介于AB之間，故又稱AB類功放。其情況如圖3-3,3-4。圖3-3推挽電路形式IIBVBEIIBVBE圖3-4AB類放大和B類放大3.C類放大器情況如圖3-5，靜態(tài)置偏點(diǎn)在截止點(diǎn)之下，當(dāng)信號(hào)輸入時(shí)只有超過偏置點(diǎn)部分管子才導(dǎo)通(導(dǎo)通角小于90度)，效率更高，但由于失真過大，難用于音頻功放，多用于高頻功放作為倍頻用，集電極電流呈脈沖狀，諧波豐富，再用高Q電路調(diào)諧于基波頻率，濾處諧波成分，使輸出完整波形的正弦波。CVceVceIcIb=0Q圖3-5C類放大器4.D類放大器以上各類放大器介紹可知，影響放大器效率的基本因素是無信號(hào)時(shí)的工作電流，所形成的直流功率損耗。無信號(hào)時(shí)電流愈大則直流損耗大，效率低。為此，要提高效率則應(yīng)降低工作點(diǎn)，使無信號(hào)時(shí)，無直流損耗。但是，信號(hào)導(dǎo)通角逾小波形失真則愈大，輸出信號(hào)中諧波成分增加，這兩個(gè)要求矛盾。如果輸入波形其他邊沿很陡直，降低工作點(diǎn)后，對(duì)導(dǎo)通角影響很小，那么失真劣化不大而效率又可以提高。波形陡直的極端狀態(tài)時(shí)輸入信號(hào)為矩形波，這種波形，無論偏置如何變化，由于前后沿是垂直升降的，導(dǎo)通狀態(tài)都不會(huì)變化，這樣就誕生了工作與脈沖放大狀態(tài)的D類放大器。D類放大器工作于開關(guān)狀態(tài)，無信號(hào)時(shí)無電流，而導(dǎo)電時(shí)，沒有直流損耗。事實(shí)上由于關(guān)斷時(shí)器件尚有微小漏電流，而導(dǎo)通時(shí)，器件并未完全短路，尚有一定管壓降，故存在較少直流損耗，效率不能達(dá)100%，實(shí)際在80-90%,是實(shí)用放大器中效率最高的。正是由于D類放大器的效率高，100瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個(gè)平方厘米，電路板可作的很小，大大減少了體積重量。并且由于工作比音頻高10余倍的脈沖狀態(tài)，電源整流紋波對(duì)電路工作影響很小。D類放大器與線性音頻放大器（如A類、B類和AB類）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢(shì)。對(duì)于線性放大器（如AB類）來說，偏置原件和輸出晶體管的線性工作方式會(huì)損耗大量功率。因?yàn)镈類放大器的晶體管只是作為開關(guān)使用的，用來控制流過負(fù)載的電流方向，所以輸出級(jí)的功耗極低。D類放大器的功耗主要來自輸出晶體管導(dǎo)通阻抗、開關(guān)損耗和靜態(tài)電流開銷。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。D類放大器對(duì)散熱器的要求大為降低，甚至可以省去散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應(yīng)用。近年來，受以下兩個(gè)主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉(zhuǎn)，使D類放大器在很多應(yīng)用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。首先，是市場(chǎng)需要。D類放大器的某些優(yōu)點(diǎn)推動(dòng)了手機(jī)和LCD平板顯示器這兩個(gè)終端設(shè)備市場(chǎng)的迅速發(fā)展。對(duì)于手機(jī)來說，揚(yáng)聲器和PTT(Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類放大器的高效率，以延長(zhǎng)電池壽命。LCD平板顯示器的發(fā)展對(duì)電子器件提出了“低溫運(yùn)行(coolrunning)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對(duì)比度。而D類放大器的高效率意味著驅(qū)動(dòng)電子設(shè)備時(shí)功耗更低，使LCD平板顯示器工作時(shí)發(fā)熱更少，圖像顯示效果更好。影響D類放大器應(yīng)用的第二個(gè)因素便是自身技術(shù)的發(fā)展。根據(jù)市場(chǎng)需要，一些制造商改進(jìn)了D類放大技術(shù)，使D類放大器具有更理想價(jià)格的同時(shí)，也具備了與AB類放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實(shí)際應(yīng)用的EMI。

4D類功放的原理及仿真4.1D類功放的工作原理D類功率放大器的原理，首先將脈沖編碼調(diào)制（PCM，PulseCodeModulation）音頻數(shù)據(jù)流通過專門的等比特?cái)?shù)字處理器（EquibitDSP）變換為脈寬調(diào)制（PWM，PulseWidthModulation）的數(shù)據(jù)流。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號(hào)便成為一系列的用“0”和“1D類放大器的電路工作方式為開關(guān)狀態(tài)，作為放大音頻正弦信號(hào)，還需模/數(shù)轉(zhuǎn)換電路，將音頻模擬信號(hào)先變?yōu)槊}沖方波，從而進(jìn)行放大。其原理方塊圖如圖4-1,波形圖如圖4-2。輸出輸出A/DLPF輸入D/A圖4-1D類放大器的原理方塊圖圖4-2將正弦波變?yōu)槊}沖波的脈寬調(diào)制電路從圖4-1的結(jié)構(gòu)可知，兩個(gè)放大器反相連接，實(shí)際上構(gòu)成推挽狀態(tài)，起到開關(guān)作用去控制與電源串聯(lián)的負(fù)載回路(RL)，低通濾波器LPF可以濾去脈沖波的高頻部分，得到基波成分，所以實(shí)際上成為數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換電路，重新將脈沖波還原成為正弦波。從電路看，當(dāng)兩支形狀短路阻抗為0，開路阻抗為無窮大時(shí)，電路效率100%。因?yàn)閾P(yáng)聲器是感性負(fù)載，對(duì)于高電感的揚(yáng)聲器如中頻揚(yáng)聲器，D類功放可以不用低通濾波器，直接與揚(yáng)聲器相聯(lián)。圖4-2表示如何將正弦波變?yōu)槊}沖波，讓脈沖波的寬度受正弦波幅度調(diào)制，稱為PWM信號(hào)，即“脈寬調(diào)制”信號(hào)。這里沒有應(yīng)用一般概念的A/D變換電路，而是用一個(gè)幅度與放大的正弦信號(hào)近似的三角波，共同作為變換器輸入，相當(dāng)于反相比較器。當(dāng)三角波幅度大于正弦波幅部分，變換電路輸出"1"；而三角波幅小于正弦波幅處，變換電路均輸出"0"；這樣即將輸入的正弦信號(hào)變?yōu)閷挾入S正弦信號(hào)波幅變化的PWM波。D類功放使用的開關(guān)管采用功率型MOSFET，即大功率場(chǎng)效應(yīng)管，并為保證足夠的激勵(lì)電壓而設(shè)有驅(qū)動(dòng)電路，使FET能充分的開啟和關(guān)斷。圖4-3是PWM波的頻譜，當(dāng)放大單一頻率正弦時(shí)，其頻譜中除低頻段存在與輸入信號(hào)同頻率的基波成分外，還存在各次諧波的頻譜。因此用LPF低通濾波器就可以濾去高頻諧波而得到正弦基波成分，因此，可使數(shù)模轉(zhuǎn)換電路非常簡(jiǎn)化。ff輸入信號(hào)的頻率諧波頻譜圖4-3PWM波的頻譜4.2D類功放的EDA仿真EDA仿真概述EDA（ElectronicDesignAutomation）是指以計(jì)算機(jī)為工作平臺(tái)，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、智能化技術(shù)最新成果而研制成功的電子CAD通用軟件包。主要能輔助進(jìn)行三方面的設(shè)計(jì)工作，既IC設(shè)計(jì)、電子電路設(shè)計(jì)和PCB設(shè)計(jì)。EDA技術(shù)經(jīng)過了三個(gè)階段的發(fā)展。從70年代的（CAD）階段和80年代的（CAE）階段，到90年代的電子系統(tǒng)設(shè)計(jì)自動(dòng)化（EDA）階段。EDA技術(shù)代表了當(dāng)今電子設(shè)計(jì)技術(shù)的最新發(fā)展方向。它不僅為電子技術(shù)設(shè)計(jì)人員提供了“自頂向下”的設(shè)計(jì)理念，同時(shí)也為教學(xué)提供了一個(gè)極為便捷的、科學(xué)的實(shí)驗(yàn)教學(xué)平臺(tái)。電工電子類專業(yè)課程中的電工基礎(chǔ)、模擬電子技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)都可以通過EDA仿真軟件，進(jìn)行電路圖的繪制、設(shè)計(jì)、仿真試驗(yàn)和分析。本課題研究時(shí)采用簡(jiǎn)單易用的EWB軟件，其操作簡(jiǎn)單、直觀，對(duì)計(jì)算機(jī)的要求低，特別適合初學(xué)者和在校的學(xué)生使用。圖4－4給出了電路建模EDA仿真分析時(shí)一般的步驟根據(jù)流程圖的步驟，重點(diǎn)應(yīng)該做好課題建模、儀器的連接、運(yùn)行仿真試驗(yàn)、分析結(jié)果等工作。建模過程中，各級(jí)電路的元器件參數(shù)選擇必須

準(zhǔn)確，應(yīng)防止節(jié)點(diǎn)的虛脫和注意地端的連接。測(cè)試儀器的使用，應(yīng)注意相關(guān)的對(duì)話框設(shè)置，做到各項(xiàng)選擇符合其電路要求。運(yùn)行仿真試驗(yàn)的目的就是得出分析數(shù)據(jù)、電路波形特性及各種相關(guān)參數(shù)。YYN元件參數(shù)調(diào)整仿真測(cè)試確定研究課題仿真建模設(shè)定測(cè)試點(diǎn)及要求選定測(cè)試儀器仿真測(cè)試數(shù)據(jù)綜合分析結(jié)果圖4－4EDA仿真分析流程圖D放大器原理仿真概述根據(jù)上面的研究，D類音頻功率放大器主要有三角波發(fā)生器、電壓比較器、場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路和低通濾波器構(gòu)成，現(xiàn)將仿真電路設(shè)計(jì)如下。圖4－5D類放大器的仿真電路其中輸入信號(hào)為1KHz的正弦波，抽樣信號(hào)為200KHz由的三角波，由EWB中的信號(hào)發(fā)生器提供，幅度為2V，占空比為50％；電壓比較器采用EWB中的理想運(yùn)算放大器，輸出的極值為－5V～＋5V；場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)電路采用理想場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成的開關(guān)放大電路；低通濾波器為L(zhǎng)C二階濾波器。輸入信號(hào)抽樣――PWM波的形成仿真圖4－6PWM波的形成仿真輸出信號(hào)PWM波的頻譜仿真分析圖4－7傅里葉分析的設(shè)置4.3D類功放的優(yōu)點(diǎn)在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級(jí)包含提供瞬時(shí)連續(xù)輸出電流的晶體管。實(shí)現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括A類放大器，AB類放大器和B類放大器。與D類放大器設(shè)計(jì)相比較，即使是最有效的線性輸出級(jí)，它們的輸出級(jí)功耗也很大。這種差別使得D類放大器在許多應(yīng)用中具有顯著的優(yōu)勢(shì)，因?yàn)榈凸漠a(chǎn)生熱量較少，節(jié)省印制電路板(PCB)面積和成本，并且能夠延長(zhǎng)便攜式系統(tǒng)的電池壽命。和模擬功率放大器相比較，D類功率放大器有以下明顯優(yōu)勢(shì)：（1）直接接收CD、DVD等數(shù)字音源輸出的同軸或光纖數(shù)字音頻信號(hào)，直接以數(shù)字信號(hào)進(jìn)行放大，體現(xiàn)了與數(shù)字音源的完美結(jié)合。（2）高、中、低頻無相對(duì)相移，聲音清晰透明，聲像定位準(zhǔn)確。由于采用無負(fù)反饋的放大電路、數(shù)字濾波器等處理技術(shù)，可以將輸出濾波器的截止頻率設(shè)計(jì)得較高，從而保證在20Hz~20kHz內(nèi)得到平坦的幅頻特性和很好的相頻特性。（3）瞬態(tài)響應(yīng)好，即“動(dòng)態(tài)特性”好。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲(chǔ)備，加之無模擬放大、無負(fù)反饋的牽制，故具有更好的“動(dòng)力”特征。（4）無過零失真。傳統(tǒng)功放一般都存在由于對(duì)管配對(duì)及各級(jí)調(diào)整不佳產(chǎn)生的過零、交越失真。（5）能量轉(zhuǎn)換效率極高，體積小，可靠性高。耗電量?jī)H為同功率等級(jí)模擬放大器的三分之一。其電源使用效率高達(dá)90%以上，節(jié)約能源，也符合環(huán)保要求。而B類放大器效率僅為78%（理論值），A類功放的效率就更低。由于D類功放極高的效率，半導(dǎo)體器件的溫升明顯減小，失真率也就顯著減小。（6）適合于大批量生產(chǎn)。產(chǎn)品的一致性好，生產(chǎn)中無需調(diào)試，只要保證元器件正確安裝即可。

5D類功放的硬件設(shè)計(jì)5.1D類功放的設(shè)計(jì)原理在音響領(lǐng)域里人們一直堅(jiān)守著A類功放的陣地。認(rèn)為A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。但是，A類功放的低效率和高損耗卻是它無法克服的先天頑跌。B類功放雖然效率提高很多，但實(shí)際效率僅為50％左右，在小型使撓式音響設(shè)備如汽車功放、筆記本電腦音頻系統(tǒng)和專業(yè)超大功率功放場(chǎng)合，仍感效率偏低不能令人滿意。所以，效率極高的D類功放，因其符合綠色華命的潮流正受著各方面的重視。由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價(jià)格上均已不成問題。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進(jìn)一步顯示出D類功放的發(fā)展優(yōu)勢(shì)。D類功放是放大力件處于開關(guān)工作狀態(tài)的一種放大模式。無倍號(hào)輸入時(shí)放大器處于截止?fàn)顟B(tài)，不耗電。工作時(shí)，靠輸入信號(hào)讓晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)，晶體管相當(dāng)于一個(gè)接通的開關(guān)，把電源與負(fù)載直接接通*理想晶體管因?yàn)闆]有飽和壓降而不耗電，實(shí)際上晶體管總會(huì)有很小的飽和壓降而消耗部分電能。這種耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號(hào)輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場(chǎng)合。在理想情況下，D類功放的效率為100％，B類功放的效率為78．5％，A類功放的效率才50％或25％(按負(fù)載方式而定)。D類功放實(shí)際上只具有開關(guān)功能，早期僅用于繼電器和電機(jī)等執(zhí)行元件的開關(guān)控制電路中。然而，開關(guān)功能(也就是產(chǎn)生數(shù)字信號(hào)的功能)隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于Hi—F1音頻放大的道路卻口益暢通。20世紀(jì)60年代，設(shè)計(jì)人員開始研究D類功故用于音頻的放大技術(shù)，70年代Bose公司就外始生產(chǎn)D類汽車功放。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號(hào)。共今關(guān)鍵的一步就是村音頻信號(hào)的調(diào)制。圖5-1是D類功放的基本結(jié)構(gòu)，可分為三個(gè)部分：圖5-1D類功放的基本結(jié)構(gòu)第一部分為調(diào)制器，最簡(jiǎn)單的只需用一只運(yùn)放構(gòu)成比較器即可完成。把原始音頻信號(hào)加上一定直流偏置后故在運(yùn)放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個(gè)三角形波加到運(yùn)放的負(fù)輸入端。當(dāng)正端上的電位高于負(fù)端三角波電位時(shí)，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。若音頻輸入信號(hào)為零、直流偏置置三角波峰值的1/2，則比較器輸出的高低電平持續(xù)的時(shí)間一樣，輸出就是一個(gè)占空比為1﹕1的方波。當(dāng)有音頻信號(hào)輸入時(shí)，正半周期間，比較器輸出高電平的時(shí)間比低電乎長(zhǎng)，方波的占空比大于1：1，負(fù)半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號(hào)幅度高于三角波幅度的時(shí)間卻大為減少，方被占空比小于1：1。這樣，比較器輸出的波形就是一個(gè)脈沖寬度被音頻信號(hào)幅度調(diào)制后的波形，稱為PWM(PulseWidthModulation脈寬調(diào)制)或PDM(PulseDurationModulation脈沖持續(xù)時(shí)間調(diào)制)波形。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。第二部分就是D類功故，這是一個(gè)脈沖控制的大電流開關(guān)放大器，把比較器輸出的PWM信號(hào)變成高電壓、大電流的大功率PWM信號(hào)。能夠輸出的最大功率由負(fù)載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。第三部分需把大功率PWM波形中的聲音信息還原出來。方法很簡(jiǎn)單，只需要用一個(gè)低通濾波器。但由于此時(shí)電流很大，RC結(jié)構(gòu)的低通濾波器電阻會(huì)耗能，不能采用，必須使用Lc低通濾波器。當(dāng)占空比大于1：1的脈沖到來時(shí)，C的充電時(shí)間大子放電時(shí)間，輸出電平上升；窄脈沖到來時(shí)，放電時(shí)間長(zhǎng)，輸出電平下降，正好與原音頻信號(hào)的幅度變化相—致，所以原音頻傳號(hào)被恢復(fù)出來，見圖5-2。圖5-2模擬D類功放工作原理D類功放設(shè)計(jì)考慮的角度與AB類功放完全不同。此時(shí)功放管的線性已沒有太大意義，更重要的是開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。由于功放管處理的脈沖頻率是音頻信號(hào)的幾十倍，且要求保持良好的脈沖前后沿，所以管子的開關(guān)響應(yīng)要好。另外，整機(jī)的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。所隊(duì)飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結(jié)構(gòu)也能得到簡(jiǎn)化。若干年前，這種高頻大功率管的價(jià)格昂貴，在一定程度上限制了D類功放的發(fā)展?，F(xiàn)在小電流控制大電流的MOSFET已普遍運(yùn)用于工業(yè)領(lǐng)域，特別是近年來UHCMOSFET已在Hi-Fi功放上應(yīng)用，器件的障礙已經(jīng)消除。調(diào)制電路也是D類功放的一個(gè)特殊環(huán)節(jié)。要把20KHz以下的音頻調(diào)制成PWM信號(hào)，三角波的頻率至少要達(dá)到200KHz。頻率過低達(dá)到同樣要求的THD標(biāo)準(zhǔn)，對(duì)無源LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形，THD就小，而且可以用低數(shù)值、小體積和精度要求相對(duì)差一些的電感和電容來制成濾波器，造價(jià)相應(yīng)降低。但此時(shí)晶體管的開關(guān)損耗會(huì)隨頻率上升而上升，無源器件小的高頻損耗、射頻的趨膚效應(yīng)都會(huì)使整機(jī)效率下降。更高的調(diào)制頻率還會(huì)出現(xiàn)射頻干擾，所以調(diào)制頻率也不能高于1MHZ。同時(shí)，三角波形的形狀、頻率的準(zhǔn)確性和時(shí)鐘信號(hào)的抖晃都會(huì)影響到以后復(fù)原的信號(hào)與原信號(hào)不同而產(chǎn)生失真。所以要實(shí)現(xiàn)高保真，出現(xiàn)了很多與數(shù)字音響保真相同的考慮。還有一個(gè)與音質(zhì)有很大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動(dòng)輸出與負(fù)載之間的無源濾波器。該低通濾被器工作在大電流下，負(fù)載就是音箱。嚴(yán)格地講，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進(jìn)去，但作為一個(gè)功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以D類功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。實(shí)驗(yàn)證明，當(dāng)失真要求在0.5％以下時(shí)，用二階Butterworth最平坦響應(yīng)低通濾波器就能達(dá)到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時(shí)成本和匹配等問題都必須加以考慮。5.2D類功放的設(shè)計(jì)要素雖然利用D類放大器的低功耗優(yōu)點(diǎn)有力推動(dòng)其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計(jì)考慮，包括：輸出晶體管尺寸選擇；輸出級(jí)保護(hù)；音質(zhì)處理；抗電磁干擾(EMI)；LC濾波器設(shè)計(jì)；系統(tǒng)成本；散熱。輸出晶體管尺寸選擇選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號(hào)調(diào)理范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS時(shí)保證VDS很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻(RON)很小(典型值為0.1W～0.2W)。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容(CG)。開關(guān)電容柵極驅(qū)動(dòng)電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個(gè)“開關(guān)損耗”就會(huì)過大，所以存在實(shí)際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導(dǎo)期間將IDS×VDS損失降至最小與將開關(guān)損耗降至最小之間的一個(gè)折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。輸出級(jí)保護(hù)輸出級(jí)必須加以保護(hù)以免受許多潛在危險(xiǎn)條件的危害：過熱:盡管D類放大器輸出級(jí)功耗低于線性放大器，但如果放大器長(zhǎng)時(shí)間提供非常高的功率，仍會(huì)達(dá)到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險(xiǎn)，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡(jiǎn)單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過一個(gè)片內(nèi)傳感器測(cè)量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級(jí)關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡(jiǎn)單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測(cè)量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強(qiáng)制不發(fā)出聲音。輸出晶體管過流:如果輸出級(jí)和揚(yáng)聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會(huì)出現(xiàn)問題，但如果這些結(jié)點(diǎn)不注意與另一個(gè)結(jié)點(diǎn)或正、負(fù)電源短路，會(huì)產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個(gè)電流會(huì)破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測(cè)輸出晶體管保護(hù)電路。在簡(jiǎn)單保護(hù)方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級(jí)關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個(gè)最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)工作而無須關(guān)斷。在這個(gè)方案中，如果限流保護(hù)無效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。欠壓:大多數(shù)開關(guān)輸出級(jí)電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會(huì)出現(xiàn)問題。這個(gè)問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電壓大于欠壓封鎖閾值時(shí)才允許輸出級(jí)工作。圖5-3輸出級(jí)晶體管的先合后開開關(guān)輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序:MH和ML輸出級(jí)晶體管(見圖5-3)具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免MH和ML同時(shí)導(dǎo)通的情況很重要，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生一個(gè)從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個(gè)晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個(gè)晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個(gè)晶體管都斷開的時(shí)間間隔稱為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。音質(zhì)處理在D類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個(gè)問題。“卡搭”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開時(shí)發(fā)出的卡搭聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級(jí)時(shí)序和LC濾波器狀態(tài)。信噪比(SNR):為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對(duì)于便攜式應(yīng)用的低功率放大器，SNR通常應(yīng)當(dāng)超過90dB，對(duì)于中等功率設(shè)計(jì)SNR應(yīng)當(dāng)超過100dB，對(duì)于大功率設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)超過110dB。這對(duì)于各種放大器是可以達(dá)到的，但在放大器設(shè)計(jì)期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達(dá)到滿意的總體SNR。失真機(jī)理:失真機(jī)理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級(jí)所采用的死區(qū)時(shí)間。在D類調(diào)制器輸出脈寬中通常對(duì)包含音頻信號(hào)幅度的信息進(jìn)行編碼。用于防止輸出級(jí)沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會(huì)引入非線性時(shí)序誤差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對(duì)于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時(shí)間對(duì)于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的。其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動(dòng)電路時(shí)序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。電源抑制(PSR):在下圖所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚(yáng)聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因?yàn)檩敵黾?jí)晶體管通過一個(gè)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會(huì)通過，包括音頻噪聲。圖5-4D類開環(huán)放大器框圖如果不解決失真問題和電源問題，就很難達(dá)到PSR優(yōu)于10dB，或總諧波失真(THD)優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。使用具有高環(huán)路增益的反饋(正如在許多線性放大器設(shè)計(jì)中所采用的)幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會(huì)大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚(yáng)聲器進(jìn)行衰減。在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán)D類放大器中，可以達(dá)到PSR>60dB和THD<0.01%的高保真音質(zhì)。但反饋使得放大器的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，因?yàn)楸仨殱M足環(huán)路的穩(wěn)定性(對(duì)于高階設(shè)計(jì)是一種很復(fù)雜的考慮)。連續(xù)時(shí)間模擬反饋對(duì)于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號(hào)。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會(huì)增加管芯成本。為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個(gè)數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測(cè)電源變化，并且用調(diào)整調(diào)制器進(jìn)行補(bǔ)償。這樣可以改善PSR，但不會(huì)解決任何失真問題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對(duì)預(yù)期的輸出級(jí)時(shí)序誤差進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進(jìn)行校正。這樣至少會(huì)處理一部分失真源，但不是全部。對(duì)于音質(zhì)要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán)D類放大器進(jìn)行處理，但對(duì)于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。EMI處理D類放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會(huì)產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設(shè)備的工作。兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號(hào)和通過揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號(hào)。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級(jí)的設(shè)計(jì)方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕cEMI相關(guān)的強(qiáng)度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè)LC濾波器(包括揚(yáng)聲器接線)的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動(dòng)和回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小(揚(yáng)聲器使用雙絞線對(duì)接線很有幫助)。另一個(gè)要注意的地方是當(dāng)輸出級(jí)晶體管柵極電容開關(guān)時(shí)會(huì)產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個(gè)電荷來自儲(chǔ)能電容，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著儲(chǔ)能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對(duì)它充電。有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的RF厄流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會(huì)沿電源線長(zhǎng)距離傳導(dǎo)。如果柵極驅(qū)動(dòng)非重疊時(shí)間非常長(zhǎng)，揚(yáng)聲器或LC濾波器的感應(yīng)電流會(huì)正向偏置輸出級(jí)晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開之前，會(huì)出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時(shí)間非常短(還建議將音頻失真減至最小)使EMI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基(Schottky)二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，以轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因?yàn)镾chottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場(chǎng)輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射。LC濾波器設(shè)計(jì)為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類放大器的LC濾波器采用二階低通設(shè)計(jì)。下圖示出一個(gè)差分式二階LC濾波器。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似于簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設(shè)計(jì)效果，設(shè)計(jì)工程師應(yīng)當(dāng)總是爭(zhēng)取使用精確的揚(yáng)聲器模型。圖5-5差分開關(guān)輸出級(jí)和LC低通濾波器常見的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對(duì)于高達(dá)20kHz頻率，要求下降小于1dB，則要求典型的濾波器具有40kHz巴特沃斯(Butterworth)響應(yīng)(以達(dá)到最大平坦通帶)。對(duì)于常見的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，表5-1給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)。表5-1標(biāo)稱元器件值如果設(shè)計(jì)不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器THD會(huì)對(duì)LC濾波器元器件的線性度敏感。電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線電阻。額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會(huì)發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。通過在磁芯周圍繞線而形成電感。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長(zhǎng)度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會(huì)消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線或選用要求繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會(huì)影響EMI，正如上面所提到的。系統(tǒng)成本D類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級(jí)和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本(以及PCB面積)，例如，散熱片或風(fēng)扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動(dòng)數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。對(duì)于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對(duì)于數(shù)字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。另一方面，D類放大器的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競(jìng)爭(zhēng)力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個(gè)別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個(gè)問題。散熱注意事項(xiàng)D類放大器相比AB類放大器具有更高的效率和更好的熱性能。盡管如此，使用D類仍然需要放大器時(shí)慎重考慮其散熱。1.連續(xù)正弦波與音樂在實(shí)驗(yàn)室評(píng)估D類放大器性能時(shí)，常使用連續(xù)正弦波作為信號(hào)源。盡管使用正弦波進(jìn)行測(cè)量比較方便，但這樣的測(cè)量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負(fù)載。如果用接近最大輸出功率的連續(xù)正弦波驅(qū)動(dòng)D類放大器，則放大器常常會(huì)進(jìn)入熱關(guān)斷狀態(tài)。常見的音源，包含音樂和語(yǔ)音，其RMS值往往比峰值輸出功率低得多。通常情況下，語(yǔ)音的峰值與RMS功率之比(即波峰因數(shù))為12dB，而音樂的波峰因數(shù)為18dB至20dB。圖5-6所示為時(shí)域內(nèi)音頻信號(hào)和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測(cè)量?jī)烧逺MS值的結(jié)果。雖然音頻信號(hào)峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的一半。同樣，音頻信號(hào)可能存在突變，但正如測(cè)量結(jié)果所示，其平均值仍遠(yuǎn)低于正弦波。雖然音頻信號(hào)可能具有與正弦波相近的峰值，但在D類放大器表現(xiàn)出來的熱效應(yīng)卻大大低于正弦波。因此，測(cè)量系統(tǒng)的熱性能時(shí)，最好使用實(shí)際音頻信號(hào)而非正弦波作為信號(hào)源。如果只能使用正弦波，則所得到的熱性能要比實(shí)際系統(tǒng)差。圖5-6正弦波的RMS值高于音頻信號(hào)的RMS值，意味著用正弦波測(cè)試時(shí)，D類放大器的發(fā)熱更大。圖5-6正弦波的RMS值2.PCB的散熱注意事項(xiàng)在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)TQFN封裝中，裸露的焊盤是IC散熱的主要途徑。對(duì)底部有裸露焊盤的封裝來說，PCB及其敷銅層是D類放大器主要的散熱渠道。如圖5-7所示，將D類放大器貼裝到常見的PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢(shì)的D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。本文的案例中，敷銅層與散熱焊盤的右上方和右下方相連(如圖5-7)。敷銅走線應(yīng)盡可能寬，因?yàn)檫@將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。圖5-7裸露焊盤D類放大器采用TQFN或TQFP封裝時(shí)，裸露焊盤是其主要散熱通道。與裸露焊盤相接的敷銅塊應(yīng)該用多個(gè)過孔連到PCB背面的其他敷銅塊上。該敷銅塊應(yīng)該在滿足系統(tǒng)信號(hào)走線的要求下具有盡可能大的面積。盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實(shí)際應(yīng)用中仍然會(huì)有少量發(fā)熱。圖5-8給出的PCB中，采用寬的連線將D類放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個(gè)電感相連。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為D放大器提供額外的散熱通道。雖然對(duì)整體熱性能的改善不到10%，但這樣的改善卻會(huì)給系統(tǒng)帶來兩種截然不同的結(jié)果-即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。圖5-8D類放大器右邊的寬走線有助于導(dǎo)熱。圖5-8D類放大器3.輔助散熱當(dāng)D類放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時(shí)，增加外部散熱片可以改善PCB的熱性能。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。采用底部的裸露焊盤后，PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。圖5-9給出了一個(gè)PCB表貼散熱片(218系列)。該散熱片焊接在PCB上，是兼顧尺寸、成本、裝配方便性和散熱性能的理想選擇。當(dāng)D類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的SMT散熱片圖5-9SMT散熱片4．負(fù)載阻抗D類放大器MOSFET輸出級(jí)的導(dǎo)通電阻會(huì)影響它的效率和峰值電流能力。降低負(fù)載的峰值電流可減少M(fèi)OSFET的I2R損耗，進(jìn)而提高效率。要降低峰值電流，應(yīng)在保證輸出功率，以及D類放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚(yáng)聲器，如圖5-10所示。本例中，假設(shè)D類放大器的輸出電流為2A，電源電壓范圍為5V至24V。電源電壓大于等于8V時(shí)，4的負(fù)載電流將達(dá)到2A，相應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為8W。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個(gè)12揚(yáng)聲器和15V供電電壓，此時(shí)的峰值電流限制在1.25A，對(duì)應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為9.4W。此外，12負(fù)載的工作效率要比4負(fù)載的高出10%到15%，降低了功耗。實(shí)際效率的提高根據(jù)不同D類放大器而異。雖然大多數(shù)揚(yáng)聲器的阻抗都采用4或8，但也可采用其他阻抗的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)更高效的散熱。圖5-10輸出功率另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負(fù)載阻抗的變化。揚(yáng)聲器是一個(gè)復(fù)雜的機(jī)電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。換言之，8的揚(yáng)聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出8阻抗。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會(huì)大于其標(biāo)稱值，如圖5-11示。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚(yáng)聲器的阻抗都會(huì)遠(yuǎn)大于其8的標(biāo)稱值。然而，高頻揚(yáng)聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動(dòng)能力和散熱性能。8阻抗、13cm口徑揚(yáng)聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。圖5-11揚(yáng)聲器的阻抗的變化5．結(jié)論D類放大器的效率相比AB類放大器有很大提高。雖然這一效率優(yōu)勢(shì)降低了系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)散熱性能設(shè)計(jì)的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計(jì)原則并且設(shè)定合理的設(shè)計(jì)目標(biāo)，使用D類放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)更簡(jiǎn)單。5.3D類功放電路分析與計(jì)算脈寬調(diào)制器（PWM）1．方案論證與比較方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實(shí)現(xiàn)方案二：采用圖5-12所示方式來實(shí)現(xiàn)。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實(shí)現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。圖5-12脈寬調(diào)制器2．三角波產(chǎn)生電路該電路我們采用滿幅運(yùn)放TLC4502及高速精密電壓比較器LM311來實(shí)現(xiàn)(電路如圖5-13所示)。TLC4502不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達(dá)到發(fā)揮部分對(duì)功放在低電壓下正常工作的要求。圖5-13三角波產(chǎn)生電路載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實(shí)現(xiàn)，選擇150KHz的載波，使用四階ButterworthLC濾波器，輸出端對(duì)載頻的衰減大于60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為150kHz。電路參數(shù)的計(jì)算：在5v單電源供電下，我們將運(yùn)放5腳和比較器3腳的電位用R8調(diào)整為2.5v，同時(shí)設(shè)定輸出的對(duì)稱三角波幅度為1v(Vp_p＝2V)。若選定R10為100kΩ，并忽略比較器高電平時(shí)R11上的壓降，則R9的求解過程如下：(5-2.5)/100=1/R9,R9=100/2.5=40KΩ取R9為39kΩ。選定工作頻率為f=150kh，并選R7+R6=20kΩ，則電容C3的計(jì)算過程如下：對(duì)電容的恒流充電或放電電流為I=(5-2.5)/R7+R6=2.5/(R7+R6)則電容兩端最大電壓值為其中T為半周期，T=T/2=1/2f。V的最大值為2V，則2=2.5/C4(R7+R6)×1/2fC4=2.5/(R7+R6)4f=2.5/20×1000×4×150×1000≈208.3pF取C4=220pF,R7=10KΩ,R6采用20KΩ可調(diào)電位器。使振蕩器頻率f在150KHz左右有較大的調(diào)整范圍。3．比較器選用LM311精密、高速比較器，電路如圖，供電為5v單電源，給V＝V提供2．5v的靜態(tài)電位，取R＝R，R＝R，4個(gè)電阻均取10KΩ。出于三角波V=2v，所以要求音頻信號(hào)的V不能大于2v，否則會(huì)使功放產(chǎn)生失真。圖5-14比較器電路前置放大器電路如圖5-15所示。設(shè)置前置放大器，可使整個(gè)功放的增益從1—20連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為1w時(shí)，其8Ω上的電壓V=8v，此時(shí)送給比較器音頻信號(hào)的V值應(yīng)為2V，則功放的最大增益約為4(實(shí)際上，功放的最大不失真功率要略大干lw，其電壓增益要略大干4)。因此必須對(duì)輸入的音頻信號(hào)進(jìn)行前置放大，其增益應(yīng)大干5。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運(yùn)放TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。選擇同相放大器的目的是容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻R1=10KΩ的要求。同時(shí)，采用滿幅運(yùn)放可在降低電源電壓時(shí)仍能正常放大，取V=V/2=2．5V，要求輸入電阻R大干10KΩ，故取R=R=51KΩ，則R＝51／2=25.5，反饋電阻采用電位器R，取R=20KΩ,反相端電阻R取2．4KΩ，則前置放大器的最大增益A為A=1+R4/R3=1+20/2.4≈9.3調(diào)整R使其增益約為8，則整個(gè)功放的電壓增益從0～32可調(diào)。圖5-15前置放大器電路考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值V<2．5v，取V=2.0V，則要求輸入的音頻最大幅度V<(V/A)=2/8=250mv。超過此幅度則輸出會(huì)產(chǎn)生削波失真。驅(qū)動(dòng)電路電路如圖5-16所示。將PWM信號(hào)整形變換成互補(bǔ)對(duì)稱的輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，用CD40106施密特觸發(fā)器并聯(lián)運(yùn)用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補(bǔ)對(duì)稱式射極跟隨器驅(qū)動(dòng)的輸出管，保證了快速驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路晶體三極管選用2SC8050和2SA8550對(duì)管。圖5-16驅(qū)動(dòng)電路高速開關(guān)電路1．方案論證與比較①．輸出方式方案一：選用推挽單端輸出方式(電路如圖5-17所示)。電路輸出載波峰—峰值不可能超過5v電源電壓，最大輸出功率遠(yuǎn)達(dá)不到題目的基本要求。圖5-17推挽單端輸出電路方案二：選用H橋型輸出方式(電路如圖5-18所示)。此方式可充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波的峰—峰值可達(dá)10v，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，改選用此輸出電路形式。圖5-18H橋型輸出電路②．開關(guān)管的選擇為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對(duì)它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。方案一：選用晶體三極管、IGBT管。晶體三極管需要較大的驅(qū)動(dòng)電流，并存在儲(chǔ)存時(shí)間，開關(guān)特性不夠好，使整個(gè)功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大；IGBT管的最大缺點(diǎn)是導(dǎo)通壓降太大。方案二：選用VMOSFET管。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動(dòng)電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速VMOSFET管。2.開關(guān)功率輸出電路①．H橋式輸出電路基本結(jié)構(gòu)H橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動(dòng)平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放H橋式輸出電路如圖5-19所示，由四個(gè)開關(guān)與輸出濾波器組成。K1-K2、K3-K4分別是橋的兩個(gè)橋臂，通過控制各個(gè)開關(guān)的閉合與斷開，產(chǎn)生PWM1與PWM2兩個(gè)信號(hào)，不同的開關(guān)控制規(guī)律決定PWM1與PWM2的波形不同，但無論何時(shí)，每個(gè)橋臂的上下兩只開關(guān)不能同時(shí)導(dǎo)通，以防止直通大電流的產(chǎn)生；由L、C組成的低通率波器濾除PWM中的高頻成分，還原出原始音頻信號(hào)。根據(jù)開關(guān)控制規(guī)律的不同，橋式電路的PWM輸出可分為雙極性PWM與單極性PWM。圖5-19H橋式輸出電路②．雙極性PWMH橋式電路輸出的兩路PWM波是180反向的，圖5-20所示為50%占空比，輸入為零的情況。PWM1與PWM2都是低電平為零，高電平為VCC的方波，PWM1與PWM2形成的差動(dòng)信號(hào)則是低電平為-VCC，高電平為VCC的方波。如果PWM中包含音頻信息，則輸出PWM波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性PWM波與濾波后波形如圖5-21所示。圖5-20雙極性PWM占空比為50%波形圖5-21雙極性PWM占空比變化與濾波后波形③．單極性PWMH橋式電路輸出的兩路PWM波是同相的，圖5-22所示為50%占空比，輸入為零的情況，PWM1與PWM2的相位差為零。PWM1與PWM2都是低電平為零，高電平為VCC的方波，PWM1與PWM2形成的差動(dòng)信號(hào)在50%占空比情況下為零，如果PWM中包含音頻信息，PWM占空比在0與100%之間發(fā)生變化時(shí)，PWM1與PWM2的相位<180，PWM1與PWM2形成的差動(dòng)信號(hào)則是低電平為-VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為VCC的方波，如圖5-23所示。圖5-22單極性PWM占空比為50%波形圖5-23單極性PWM占空比變化與濾波后波形④．LC濾波特性為了從PWM波中恢復(fù)音頻信號(hào)，要采用LC元件對(duì)PWM進(jìn)行濾波，LC參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計(jì)。對(duì)LC濾波器設(shè)計(jì)來說，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇L、C的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應(yīng)曲線，但濾波后殘余的PWM高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對(duì)聽感不會(huì)造成太大影響，但導(dǎo)致嚴(yán)重的電磁干擾；如果選擇L、C的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會(huì)造成很大幅度的電壓抬升。H橋式電路輸出PWM波的極性不同，會(huì)對(duì)濾波器輸出產(chǎn)生影響。雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC濾波后的波形對(duì)比如圖5-24～圖5-26所示。相關(guān)參數(shù)如下：PWM頻率：350～400kHz；音頻信號(hào)：1kHz；負(fù)載：8Ω純電阻；L1、L2：15μH；C1、C2：0.33μF。(a)雙極性PWM(b)單極性PWM圖5-24輸出削波之前(a)雙極性PWM(b)單極性PWM圖5-25輸出中等幅度(a)雙極性PWM(b)單極性PWM圖5-26殘余高頻噪聲從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性PWM比雙極性PWM波形清晰，高頻包絡(luò)成分少，高頻噪聲僅有雙極性PWM的1/16。在阻抗分別為2Ω、4Ω、8Ω、16Ω、32Ω、空載等情況下，雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC濾波后的20～20kHz幅頻特性曲線對(duì)比如圖5-27。所示從中可以看出對(duì)于4Ω以上阻抗，采用單極性PWM可以得到更平直的幅頻特性，對(duì)于低阻抗驅(qū)動(dòng)，雙極性PWM更有優(yōu)勢(shì)。(a)雙極性PWM(b)單極性PWM圖5-27不同阻抗幅頻特性曲線⑤．總結(jié)數(shù)字功放H橋式輸出電路的兩類PWM可分為雙極性與單極性；單極性PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小，4Ω以上阻抗幅頻特性平直，10kHz～20kHz輸出電壓抬升小等優(yōu)點(diǎn)，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場(chǎng)合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時(shí)，采用雙極性PWM可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。⑥．H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路對(duì)VMOSFET的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。因輸出功率稍大于lw，屬小功率輸出，可選用功率相對(duì)較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動(dòng)的對(duì)管，IRFDl20和IRFD9120VMOS對(duì)管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。實(shí)際電路如圖5-28所示?；パa(bǔ)PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開啟Q5和Q8或Q6和Q7，分別經(jīng)兩個(gè)4階Butterworth濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。圖5-28H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路低通濾波1．濾波器的選擇方案一：采用兩個(gè)相同的二階Butterworth低通濾波器。缺點(diǎn)是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。方案二：采用兩個(gè)相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負(fù)載上的高額載波電壓進(jìn)一步得到衰減。2．低通濾波采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級(jí)輸出的高頻PWM信號(hào)中包含有音頻信號(hào)。PWM頻率為幾百kHz，比音頻信號(hào)帶寬20~20kHz大得多，為了從PWM開關(guān)信號(hào)中恢復(fù)出音頻信號(hào)，通常采用低通濾波器（LPF），低通濾波器頻率特性如圖5-29所示。圖5-29低通濾波器頻率特性圖5-30與圖5-31為PWM濾波前后的時(shí)域與頻域分析。從圖中可以看出，PWM經(jīng)過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號(hào)得到恢復(fù)，但總會(huì)殘留部分高頻開關(guān)成分。圖5-30PWM濾波前后的時(shí)域波形圖5-31PWM濾波前后的頻譜分布根據(jù)組成低通濾波器的元件與結(jié)構(gòu)不同，低通濾波效果與應(yīng)用方面不盡相同。圖5-32所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃長(zhǎng)C、RC型，RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如表5-2所示圖5-32數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用表5-2低通濾波器的比較以二階LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為：在LC低通濾波器中，負(fù)載電阻R是影響Q值的一個(gè)變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響應(yīng)曲線，圖5-33所示為負(fù)載電阻為4歐姆所設(shè)計(jì)的LC參數(shù)，頻響曲線平坦，對(duì)于8歐姆與2歐姆負(fù)載，在20kHz處的幅度分別有2db的抬升與-4dB的下降。圖5-33不同負(fù)載時(shí)LC低通濾波器頻率響應(yīng)

6MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器6.1概述MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器，以D類效率提供AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。這兩款器件采用了D類結(jié)構(gòu)，提供15W功率時(shí)效率高達(dá)78%。受專利保護(hù)的調(diào)制與開關(guān)方案可以省去傳統(tǒng)D類放大器的輸出濾波器。MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式(FFM)與擴(kuò)頻模式(SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的EMI輻射。本器件采用全差分結(jié)構(gòu)、全橋輸出，并具有全面的雜音抑制。MAX9703/MAX9704具有80dB的高PSRR，0.07%的低THD+N，以及超過95dB的SNR。短路與熱過載保護(hù)可防止器件在故障條件下?lián)p壞。MAX9703提供32引腳TQFN(5mmx5mmx0.8mm)封裝，MAX9704采用32引腳TQFN(7mmx7mmx0.8mm)封裝。兩款器件都工作在-40°C至+MAX9703/MAX9704的應(yīng)用與：LCDTV、LCD監(jiān)視器、臺(tái)式PC、LCD放映機(jī)、免提式車載電話適配器、汽車電子。6.2MAX9703/MAX9704詳細(xì)說明MAX9703/MAX9704無需濾波的D類音頻功率放大器對(duì)開關(guān)模式放大技術(shù)作了一些重要改進(jìn)。MAX9703是單聲道放大器，MAX9704是立體聲放大器。這些器件以D類效率提供AB類放大器的性能，占用最小的電路板空間。獨(dú)特的無濾波調(diào)制方案以及擴(kuò)頻切換模式構(gòu)成了一個(gè)緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。該器件也可以配置為單端輸入放大器。比較器監(jiān)視器件輸入，并將互補(bǔ)輸入電壓與三角波進(jìn)行比較。當(dāng)三角波輸入幅度超出相應(yīng)的比較器輸入電壓時(shí)，比較器的輸出翻轉(zhuǎn)。工作效率D類放大器的效率取決于輸出級(jí)晶體管的工作時(shí)間。在D類放大器中，輸出晶體管用作電流調(diào)整開關(guān)，消耗的額外功率可以忽略不計(jì)。所有與D類輸出級(jí)相關(guān)的功耗主要是由MOSFET導(dǎo)通電阻與消耗靜態(tài)電流產(chǎn)生的I2R損耗決定。理論上線性放大器的最佳效率為78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。標(biāo)準(zhǔn)工作電平(典型的音頻信號(hào)重建電平)下，效率會(huì)下降到30%以下，但在相同條件下，MAX9704仍可保持78%以上的效率(圖6-1)。圖6-1MAX9704效率與AB類效率的對(duì)比應(yīng)用信息1.無濾波工作傳統(tǒng)的D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的PWM輸出恢復(fù)音頻信號(hào)。濾波器增加了成本，也增大了放大器的尺寸，并會(huì)降低效率。傳統(tǒng)的PWM結(jié)構(gòu)采用較大的差分輸出擺幅(2