常州工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)論文第1章 緒 論1.1 開關(guān)電源概述隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，固態(tài)化靜止型功率變換電源已經(jīng)發(fā)展成為電力電子技術(shù)的三大應(yīng)用領(lǐng)域之一(另兩個(gè)是“運(yùn)動(dòng)控制”和“電力品質(zhì)控制”)。其中，開關(guān)類電源是技術(shù)含量較高的一大類產(chǎn)品。它們的功率不斷增大，已經(jīng)從幾十、上百瓦擴(kuò)展到數(shù)百千瓦，繼計(jì)算機(jī)、電視機(jī)中的應(yīng)用而成功地跨入程控交換機(jī)、移動(dòng)電話等通訊電源中，正在或即將為電鍍、電解(化工電解和有色金屬電解)行業(yè)提供“開關(guān)整流器”。體現(xiàn)了效率高、體積小、重量輕、效益好等許多優(yōu)點(diǎn)。四十多年來，隨著功率半導(dǎo)體器件品種的增加和性能的改善，以DC/DC(直流/直流)變換器為代表的開關(guān)電源主電路拓?fù)浣?jīng)歷了“史前期”、“奠定期”和“成熟期”等幾個(gè)階段，演變成從理論到實(shí)踐都十分完備的獨(dú)立技術(shù)和獨(dú)立產(chǎn)品產(chǎn)業(yè)，產(chǎn)生很大的社會(huì)經(jīng)濟(jì)效益。這是幾代人持續(xù)奮斗，許多人不斷貢獻(xiàn)所共同積累的結(jié)果。如今，廣泛應(yīng)用于生產(chǎn)的各個(gè)領(lǐng)域的開關(guān)電源已具備以下幾個(gè)突出優(yōu)勢(shì)：(1)效率高，開關(guān)穩(wěn)壓電源調(diào)整開關(guān)管的工作狀態(tài)，在截止期間，開關(guān)管內(nèi)無電流流經(jīng)，因此不消耗功率，大大提高了電能使用效率，而傳統(tǒng)使用的調(diào)整串連型穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū)，功耗大，效率低。(2)開關(guān)管在開關(guān)狀態(tài)，功率消耗小，不需要采用大功率散熱裝置。這樣，機(jī)內(nèi)溫升低，元器件不會(huì)因?yàn)殚L(zhǎng)期工作在高溫環(huán)境下而損壞，提高了整機(jī)的穩(wěn)定性和可靠性。(3)穩(wěn)壓范圍較寬，適用于電網(wǎng)電壓波動(dòng)較大的地區(qū)。(4)體積小。開關(guān)電源可對(duì)電網(wǎng)輸入的交流電直接進(jìn)行整流，再由脈沖變壓器獲得各組相異的脈沖電壓，省去了笨重的工頻變壓器，同時(shí)節(jié)省了大量漆包線和硅鋼片，大大縮小了電源的體積，減輕了電源的重量。(5)安全性高。開關(guān)電源一般都具有自動(dòng)保護(hù)功能，當(dāng)穩(wěn)壓電路、高壓電路或負(fù)載出現(xiàn)故障時(shí)，能自動(dòng)切斷電源，起可靠保護(hù)作用。1.2 本課題研究意義依據(jù)開關(guān)電源的發(fā)展史及其應(yīng)用領(lǐng)域，開關(guān)電源的主電路拓?fù)淇煞譃閮深悾悍歉綦x型和隔離型。非隔離型是指在工作期間輸入源和輸出負(fù)載共用電流通路，具體有降壓、升壓、升降壓、cuk、Sepic和Zeta型等。隔離型是指其能量的轉(zhuǎn)換依靠一個(gè)相互耦合的磁性元件(變壓器)來實(shí)現(xiàn)的，而且從源到負(fù)載的耦合借助的是磁通而不是共同的電路，包括正激式、反激式、推挽式、半橋式、全橋式等。由于非隔離式變換器工作時(shí)占空比較小，利用率較低。與隔離式變換器相比，在相同頻率下工作時(shí)，流經(jīng)功率管的電流較大，開關(guān)應(yīng)力較大，因此非隔離式變換器對(duì)元器件的損耗也較大。因此，非隔離式變換器具有較大發(fā)展空間?，F(xiàn)代的一部分電子設(shè)備既要使用高壓直流電又需要220V的額定交流電，對(duì)此采用的方法一般是先進(jìn)行DC/AC逆變，得到220V交流電，需要高壓直流電時(shí)再進(jìn)行AC/DC整流，從而得到需要的直流電。但另一部分的設(shè)備不需要交流電，只需單純的直流電作為電源，例如安全防護(hù)報(bào)警裝置、消防報(bào)警裝置、事故照明等。此時(shí)，電源的設(shè)計(jì)就可以采取繞過DC/AC逆變，而直接進(jìn)行DC/DC變換的方案。現(xiàn)對(duì)兩種方案進(jìn)行比較，從電源效率來看：使用逆變器的方案，電路需要經(jīng)過兩級(jí)變換，從而電能也要損耗兩次，電源的效率降低；而DC/DC方案只要一級(jí)變換，損耗小。此外，逆變器方案元器件較多，體積龐大；而DC/DC方案電路和驅(qū)動(dòng)都較為簡(jiǎn)單，重量輕，體積小。通過對(duì)比，在僅需直流電供電的設(shè)備中，DC/DC供電方案有其明顯的優(yōu)勢(shì)。本課題實(shí)現(xiàn)的就是12/264V的DC/DC變換。鑒于以上原因，本課題具有較高的研究?jī)r(jià)值。1.3 隔離式DC/DC變換拓?fù)淞信e(1)正激式變換器如圖1.3.1所示，輸入輸出電壓隔離，易實(shí)現(xiàn)多路輸出，變壓器原邊通過復(fù)位電路對(duì)磁芯進(jìn)行磁復(fù)位，將變壓器激磁時(shí)儲(chǔ)存的能量回饋到輸入端。這種拓?fù)浯嬖诿黠@的不足：其一，變壓器鐵芯單向磁化，利用率低；其二，該電路主功率管需承受兩倍的輸入電壓，介于此原因，它只能應(yīng)用于低壓輸入電路。其三，實(shí)際運(yùn)用中，主功率管的占空比一般小于0.5；最后，添加去磁繞組原理固然簡(jiǎn)單，但這樣做使變壓器的結(jié)構(gòu)趨于復(fù)雜，制造工藝水平的高低將會(huì)對(duì)電路性能產(chǎn)生一定影響。圖1.3.1 正激式變換器(2)反激式變換器如圖1.3.2，反激變換器的變壓器不同于一般電路的變壓器，它實(shí)際上為耦合電感，起著輸入輸出隔離并儲(chǔ)存能量的作用。反激式變換器電成本低，可靠性高，驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單。有以下缺點(diǎn)：首先，輸出功率受到變壓器儲(chǔ)能的限制，只能用于小功率和消費(fèi)電子設(shè)備。其次，實(shí)際工程中，輸出電壓脈動(dòng)比較大。最后，變換器的開關(guān)電壓應(yīng)力與其最大工作占空比相關(guān)，最高能達(dá)到3～4倍的輸入電壓。從輸出端看，反激式變換器是電流源，應(yīng)用時(shí)不能開路。其電路形式相似于與正激式變換器，主功率管也要承受兩倍輸入電壓，占空比通常也小于0.5，變壓器的接法也不同。圖1.3.2反激式變換器(3)推挽式變換器如圖1.3.3，推挽式變換器可以看成是兩個(gè)完全對(duì)稱的單端正激式變換器的組合，因此，在工作時(shí)變壓器鐵芯是雙向磁化的，在相同鐵芯尺寸下，推挽式電路能夠比正激式電路輸出更大功率。但就因其結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，電路必須有良好的對(duì)稱性，否則容易引起直流偏磁飽和。其次，該設(shè)計(jì)下變壓器原邊會(huì)有漏感，因此主功率管會(huì)遇到很高的電壓尖峰，這就要求主功率管必須能承受大于兩倍電源電壓的壓力。圖1.3.3推挽式變換器(4)半橋式變換器如圖1.3.4，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，功率器件少，且功率管只承受電源電壓，變壓器鐵芯不存在直流偏磁現(xiàn)象，變壓器只需一個(gè)原邊繞組，通過加正反向電壓得到正反向磁通，利用率高，在高壓中功率場(chǎng)合得到廣泛應(yīng)用。圖1.3.4半橋式變換器(5)全橋式變換器如圖1.3.5，功率管只要承受電源電壓，鐵芯利用率高，通常采用軟開關(guān)工作方式，但缺點(diǎn)是功率器件較多，控制及驅(qū)動(dòng)電路較復(fù)雜，存在直通現(xiàn)象。因此經(jīng)常用于大功率場(chǎng)合。圖1.3.5全橋式變換器1.4 反饋控制模式分類在開關(guān)電源中，控制電路通過控制功率級(jí)開關(guān)器件的占空比D來控制輸出電壓，在電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(ContinuousConductionMode，CCM)中，D=(開通時(shí)間ton)/(開通時(shí)間ton+關(guān)斷時(shí)間toff)。按照占空比的實(shí)現(xiàn)方式，開關(guān)電源的控制方式可以分為定頻控制和變頻控制。定頻控制，即通常所說的脈寬調(diào)制(PulesWidthModulation，PWM)技術(shù)，其開關(guān)頻率恒定不變，通過調(diào)整一個(gè)周期內(nèi)開關(guān)開通的寬度來調(diào)節(jié)輸出電壓；變頻控制(PFM)則有:定開通時(shí)間、定關(guān)斷時(shí)間、遲滯比較等幾種控制方式。綜合考慮各方面因素，本課題選用PWM控制模式，下面是目前常用的4種PWM控制模式。(1)電壓控制模式電壓模式控制如圖1.4.1所示，電壓模式控制電路采用脈寬調(diào)制，僅含一個(gè)電壓反饋閉環(huán)。電路將直流信號(hào)先經(jīng)過電壓誤差放大器放大，再將得到的慢變化信號(hào)與恒定平率的三角波上斜坡比較，得到最終的脈沖寬度。圖1.4.1 電壓控制模式(2)峰值電流控制模式峰值電流模式，如圖1.4.2所示，電路將誤差電壓信號(hào)送至比較器，與一個(gè)變化的其峰值代表電感電流峰值的三角狀波形信號(hào)比較，而不是與振蕩電路所產(chǎn)生的固定三角波電壓斜坡信號(hào)比較，從而確定PWM脈沖關(guān)斷時(shí)刻。此模式通過直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流的大小，從而間接控制PWM的脈沖寬度。此外，峰值電流模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)：外環(huán)電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)電流環(huán)。電流內(nèi)環(huán)能對(duì)逐個(gè)脈沖做出迅速反應(yīng)。電路的功率級(jí)是一個(gè)由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而此功率級(jí)的電流源受電壓外環(huán)的控制。峰值電流模式帶寬比電壓模式大得多。圖1.4.2 峰值電流控制模式(3)平均電流控制模式平均電流模式控制PWM電路，如圖1.4.3所示，將誤差電壓接至電流誤差信號(hào)放大器的同相端，。將帶有鋸齒紋波分量的電感電流信號(hào)接至電流誤差信號(hào)放大器的反相端。電流誤差信號(hào)放大器的輸出信號(hào)經(jīng)過電流放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號(hào)。將此信號(hào)（下坡）與三角鋸齒波信號(hào)（上坡）比較，從而得到PWM關(guān)斷時(shí)刻。為了避免次諧波振蕩，必須注意平均電流跟蹤誤差信號(hào)的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號(hào)的上斜坡。圖1.4.3 平均電流控制模式(4)滯環(huán)電流控制模式滯環(huán)電流模式控制模式，如圖1.4.4所示，將電感電流信號(hào)與兩個(gè)電壓值進(jìn)行比較，較大的控制電壓值Vmax由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值經(jīng)放大器放大得到，它控制開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)刻；較小的電壓值Vmin由控制電壓Vmax減去一個(gè)固定電壓值ΔU得到，ΔU為滯環(huán)帶，Vmin控制開關(guān)管的開啟時(shí)刻。滯環(huán)電流模式是由輸出電壓值Uo、控制電壓值Vmax及Vmin三個(gè)電壓值確定的一個(gè)穩(wěn)定狀態(tài)，去除了發(fā)生次諧波振蕩的可能性。圖1.4.4 滯環(huán)電流控制模式1.5本課題方案研究1.5.1功率電路選擇根據(jù)本章1.3節(jié)的比較，綜合各方面因素，本文選擇交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器作為研究對(duì)象。其電路拓?fù)淙鐖D所示。電路采用兩條支路交替工作，一方面降低了開關(guān)應(yīng)力，另一方面省去了復(fù)雜的磁復(fù)位電路，本身就能可靠的給變壓器復(fù)位。電路的每一條支路都由一個(gè)功率開關(guān)管和一個(gè)二極管組成，不會(huì)有直通現(xiàn)象。圖 交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器功率電路圖交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激式DC/DC變換器有以下特點(diǎn)：第一，任何工作條件下，開關(guān)管所承受的電壓不會(huì)超過輸入電壓。第二，與單端正激式DC/DC變換器相比，它無須復(fù)位電路，這有利于簡(jiǎn)化電路和變壓器的設(shè)計(jì)；其功率器件可選擇較低的耐壓值；其功率等級(jí)也會(huì)很大。第三，兩個(gè)開關(guān)管的工作狀態(tài)一致，會(huì)同時(shí)處于通態(tài)或斷態(tài)，其開關(guān)管比較容易選擇。第四，本課題采用兩個(gè)并聯(lián)單元以相位相差180°互補(bǔ)方式工作的交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)能將同頻工作下的開關(guān)管輸出電壓頻率提高一倍，減小了輸出濾波電感的大小。第五，兩路并聯(lián)的結(jié)構(gòu)使輸出電壓占空比翻倍，整流側(cè)的輸出電壓占空比可在0~1之間變化，既提高了電路響應(yīng)能力，又簡(jiǎn)化了驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)。同時(shí)也將整流側(cè)的峰值電壓減小了一半，續(xù)流時(shí)間縮短，這有利于續(xù)流二級(jí)管的選擇。第六，該結(jié)構(gòu)可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過的功率更小，從而使熱分布均勻，消除變換器的“熱點(diǎn)”，減小了功率器件的功率損耗，能充分發(fā)揮低功率、高速半導(dǎo)體器件的作用，進(jìn)一步提高了設(shè)計(jì)整體的開關(guān)頻率，縮小了變壓器的體積。綜上所述，交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路結(jié)構(gòu)不需添加其他回路就能實(shí)現(xiàn)勵(lì)磁能量的回饋，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔，損耗低。同時(shí)，主功率管只需承受電源電壓，從而選擇面更廣。而并聯(lián)結(jié)構(gòu)縮小了輸出濾波電感的體積，降低了器件的應(yīng)力，從而減小了損耗。1.5.2控制電路的選擇本課題的控制電路包括PWM控制器電路、電壓檢測(cè)電路、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、過流保護(hù)以及開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路等部分構(gòu)成。由于課題指標(biāo)對(duì)變換器的輸出電壓范圍精度要求較高，所以采用電壓反饋控制方式。芯片采用UC3825電壓型脈寬調(diào)制器。輸出電壓反饋信號(hào)跟隨基準(zhǔn)電壓變化而變化，誤差信號(hào)經(jīng)放大、比較后，送給PWM控制器，從而調(diào)節(jié)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比，實(shí)現(xiàn)控制輸出電壓的目的。系統(tǒng)的控制框圖如圖所示。放大器放大器PWM控制器功率電路電壓檢測(cè)電路Vg10.8~13.1V過流保護(hù)UiUo_+圖 電壓控制框圖1.6本文研究的主要內(nèi)容本文第一章敘述了本課題研究的意義，列舉并比較了各種拓?fù)洌o出了課題研究方案。第二章分析了功率電路的運(yùn)行模態(tài)，計(jì)算了元器件的參數(shù)。第三章詳細(xì)推導(dǎo)了電路數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。第四章對(duì)第三章所建立的控制電路，用Matlab、Psim進(jìn)行閉環(huán)仿真，從仿真結(jié)果驗(yàn)證設(shè)計(jì)的可行性。最后第五章總結(jié)了全文。1.7本章小結(jié)本章敘述了開關(guān)電源概況和本課題研究的意義，列舉并比較了各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，給出了課題研究方案及其控制框圖。

第2章 功率電路狀態(tài)分析及其參數(shù)設(shè)置2.1 功率電路結(jié)構(gòu)及其工作原理分析2.1.2電路結(jié)構(gòu)分析功率電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖，電路采用兩路并聯(lián)結(jié)構(gòu)，變壓器起隔離和變壓的作用。V1、V2、D1、D2構(gòu)成一條支路，V3、V4、D3、D4構(gòu)成第二條支路，它們工作頻率大小相等，功率管工作相位相差180°。因?yàn)橛心芰酷尫磐?，變壓器初?jí)無須再有復(fù)位繞組，同時(shí)D1、D2、D3、D4的導(dǎo)通限制了兩個(gè)調(diào)整管關(guān)斷時(shí)所承受的電壓。輸出回路需有兩個(gè)整流二極管D5、D6和一個(gè)續(xù)流二極管D7。電感器L1是濾波電感，C2是輸出濾波電容。CV1~CV4分別為V1~V4的漏源結(jié)電容，變壓器一次側(cè)與二次則匝數(shù)比為N=N1：N2。2.1.2功率電路工作原理分析在進(jìn)行具體的工程計(jì)算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。理想假設(shè)如下：(1)變換器以工作在穩(wěn)定狀態(tài)；(2)濾波電感足夠大，以保證在功率開關(guān)的一個(gè)周期中，其電流基本不變；(3)電路中所有元器件均為理想器件。交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器波形圖如圖所示。其中，UV1,2，UV3,4分別為加在開關(guān)管V1、V2、V3、V4柵極和源極間的驅(qū)動(dòng)電壓，UD1,2，UD3,4分別為加在二極管D1、D2、D3、D4上的電壓。VV1,2，VV3,4分別為開關(guān)管V1、V2、V3、V4兩端的電壓。根據(jù)波形圖，可以把電路的一個(gè)工作周期分為6個(gè)模態(tài)，分別如圖~所示。Ⅰ模態(tài)1 [t0~t1]如圖所示，在t0時(shí)刻，開關(guān)管V1、V2導(dǎo)通，二極管D1、D2截止。電源與變壓器T2原邊線圈接通，電流上升，向T2副邊傳送電能。副邊電路中整流二極管D6導(dǎo)通，續(xù)流二極管D7截止，負(fù)載兩端電壓上升。與此同時(shí)，開關(guān)管V3、V4截止，二極管D3、D4導(dǎo)通，儲(chǔ)存在變壓器T1原邊的電能通過D3、D4形成回路回饋電源，電流減小。在本模態(tài)時(shí)段中，D1、D2、V3和V4上承受輸入電壓，而D5要承受變壓器副邊電壓的兩倍。變壓器原邊勵(lì)磁電流計(jì)算如下： (2-1) (2-2)其中，L1M、L2M分別為變壓器T1、T2原邊線圈的磁化電感。I1M(max)為L(zhǎng)1M在S1、S2導(dǎo)通那一瞬間的電流值。UUV1,2VV1,2UD3,4VV3，4UD1,2UV3,4i1mi2mUD7t0t1t2t3t4t5t61/2UiUinUin1/2UiUin1/2Ui1/2UiDT圖 變換器工作波形圖圖 [t0~t1]Ⅱ 模態(tài)2 [t1~t2]如圖所示，本模態(tài)時(shí)段中，V1、V2仍然導(dǎo)通，向變壓器副邊供電。與模態(tài)1不同的是，在t1時(shí)刻，變壓器T1原邊勵(lì)磁電流i1m(t1)降為0，D3、D4隨之截止，V3、V4漏源結(jié)電容CV3、CV4開始諧振。由于CV3、CV4的放電作用，i1M反向流動(dòng)，在此模態(tài)時(shí)段內(nèi)，若CV3、CV4放電完畢，則V3、V4兩端電壓降為0，此時(shí)因V3、V4體二極管導(dǎo)通， V3、V4兩端電壓只能箝位為0。因?yàn)閂1、V2的導(dǎo)通，使得副邊回路中續(xù)流二極管D7不工作，D7上的電壓箝位在Ui/N，變壓器T1副邊電壓略小于/N，T1原邊電壓諧振至。電路中漏源結(jié)電容CV3、CV4與T1原邊線圈構(gòu)成LC振蕩電路，C總為CV3、CV4的等效總電容，則：又因?yàn)镃V3=CV4，所以 ，則： (2-3) (2-4) (2-5)其中，。由公式(2-3)~(2-5)，得出在t2時(shí)刻： (2-6) (2-7)圖 [t1~t2]Ⅲ 模態(tài)3 [t2~t3]如圖所示，開關(guān)管V1、V2截止，隨之D1、D2導(dǎo)通，V1、V2被箝位在，該支路開始續(xù)流，電能回饋電源。變壓器T2原邊勵(lì)磁電流減小。 (2-8)本模態(tài)持續(xù)時(shí)間為，因此在t3時(shí)刻： (2-9)圖 [t2~t3]在此時(shí)段，D6截止，D7開通，副邊iL通過D7續(xù)流。T1的原邊繼續(xù)諧振，從而線圈同名端電壓為正，使得D5、D7同時(shí)導(dǎo)通，T1副邊電壓箝位于0，因此T1原邊與V3、V4漏源結(jié)電容構(gòu)成諧振電路，釋放漏感儲(chǔ)能，T2原邊磁化電流降至0,。此刻，V3、V4上所加電壓為/2，并保持至下一個(gè)導(dǎo)通狀態(tài)。Ⅳ 模態(tài)4 [t3~t4]如圖所示，開關(guān)管V3、V4導(dǎo)通，二極管D3、D4截止。電源與變壓器T1原邊線圈接通，勵(lì)磁電流上升。副邊電路中整流二極管D5導(dǎo)通，續(xù)流二極管D7截止，負(fù)載兩端電壓上升。與此同時(shí)，開關(guān)管V1、V2截止，二極管D1、D2導(dǎo)通，儲(chǔ)存在變壓器T2原邊的電能通過D1、D2形成回路回饋電源，電流減小。變壓器原邊電流計(jì)算如下： (2-10) (2-11)圖 [t3~t4]Ⅴ 模態(tài)5 [t4~t5]如圖所示，本模態(tài)時(shí)段中i2M重復(fù)i1M諧振的過程。 (2-12) (2-13)圖 [t4~t5]Ⅵ 模態(tài)6 [t5~t6]如圖所示，開關(guān)管V3、V4截止，隨之D3、D4導(dǎo)通，V3、V4被箝位在，該支路開始續(xù)流，電能回饋電源。變壓器T1原邊勵(lì)磁電流減小。 (2-14)圖 [t5~t6]2.2 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)2.2.1技術(shù)指標(biāo)本設(shè)計(jì)應(yīng)用目標(biāo)為車載電源，其輸入直流電壓在10.8V-13.1V間波動(dòng)，電路等效于全橋整流電路，實(shí)現(xiàn)輸出電壓為220V的1.2倍，即264V。則指標(biāo)如下：輸入直流電壓(Vin):12VDC(電壓范圍：10.8V-13.1V);輸出電壓(VO)：264VDC;輸出功率(PO)：200W;電源效率(η)：大于80%;主功率管開關(guān)頻率：100kHz;短路能力：輸出短路時(shí)具有電流限制能力，故障解除后能自然恢復(fù);保護(hù)功能：具有輸出過壓和欠壓保護(hù)、過流和短路保護(hù)、輸入反極性保護(hù)以及輸入欠壓保護(hù)。2.2.2功率電路變壓器設(shè)計(jì)Ⅰ.變壓器鐵芯的工作狀態(tài)及要求由于功率電路變壓器的勵(lì)磁電壓是單向脈沖電壓，從而鐵芯的磁狀態(tài)工作于局部磁滯回線上。變壓器線圈內(nèi)電阻壓降和功率開關(guān)管的導(dǎo)通壓降先不考慮在內(nèi)，只分析主電路中變壓器鐵芯的內(nèi)磁通變化規(guī)律，關(guān)系式如下：TON期間： (2-15)TOFF期間(t2~t3)： (2-16)其中，N1為變壓器原邊線圈匝數(shù)，Sc為鐵芯截面積，Ui為功率電路輸入電壓。如圖所示，功率開關(guān)管開通，就產(chǎn)生了勵(lì)磁電流，B為磁感應(yīng)強(qiáng)度，其值由剩磁Br開始線性增加，直到滿磁Bm。功率開關(guān)管關(guān)斷后，B由Bm趨向Br，t4時(shí)刻，漏源結(jié)電容開始諧振，因此勵(lì)磁電流開始反向流動(dòng)，這時(shí)，B由Br再進(jìn)一步減小。當(dāng)原邊電壓為零時(shí)，B達(dá)到最小值，隨后增大至剩磁Br。由于雙管正激電路諧振現(xiàn)象的存在，變壓器很可能會(huì)被雙向磁化，以變壓器T2為例，如圖.1所示，但短時(shí)間內(nèi)的諧振并沒有使鐵芯磁感應(yīng)B發(fā)生明顯變化，所以，在主功率管重新開通時(shí)，B又可以重新恢復(fù)至Br。在設(shè)計(jì)鐵芯時(shí)，為保證鐵芯工作時(shí)不發(fā)生飽和，取B的值至少為Bm-Br。B的計(jì)算由公式(2-15)變型，得： (2-17)UUV1,2UT2原邊t0t1t2t3t4t5t6BmBrB圖 變壓器原邊線圈電壓與鐵芯磁感應(yīng)B的波形這種類型的工作狀態(tài)對(duì)鐵芯材料有如下幾點(diǎn)要求：第一，鐵芯應(yīng)盡量工作于局部磁滯回線，因?yàn)檫@樣所包圍的面積較小，損耗也較低；進(jìn)一步來說，局部磁滯回線的磁導(dǎo)率是較低的。第二，為使鐵芯不發(fā)生飽和，必須取Bm<Bs，即B<Bs-Br，但因如此，鐵芯利用率很低。要提高鐵芯利用率，就要增大B，所以鐵芯應(yīng)選擇高Bs及低Br的材料；或?qū)㈣F芯開一個(gè)小氣隙，以達(dá)到降低Br的目的，但這樣做的同時(shí)增大了勵(lì)磁電流，從而又增加了損耗。在具體工程中應(yīng)折中考慮?？傊?，應(yīng)選擇高Bs、低Br、高有效磁導(dǎo)率ue及低損耗的磁性材料。本文選取的磁性材料是鐵氧體材料EE型的R2KBD，它的飽和磁密Bs達(dá)到510mT，盡管剩磁不是最低，但B較大，且電阻率高，可工作于150kHZ的頻率以下，能夠滿足電路需求。Ⅱ.變壓器設(shè)計(jì)1．下面對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路進(jìn)行變壓器設(shè)計(jì)：指標(biāo)：輸入電壓Ui=12V(10.8V~13.1V)輸出電壓Uo=264V輸出功率Po=200W（本設(shè)計(jì)按1倍過流計(jì)算）工作頻率fs=100kHz(1)選取鐵氧體材料，型號(hào)為EE型R2KBD電路是驅(qū)動(dòng)起動(dòng)，不會(huì)出現(xiàn)合閘瞬間的沖擊電流所引起的變壓器飽和，因此確定工作磁感應(yīng)強(qiáng)度為： (2-18)(2)鐵芯型號(hào)的計(jì)算與確定由交錯(cuò)并聯(lián)的特點(diǎn)，變壓器傳遞的脈寬小于T/2，T為周期，這里最大導(dǎo)通時(shí)間為0.47T，鐵芯的功率處理能力由鐵芯尺寸決定，所以，工程設(shè)計(jì)一般按輸出功率來確定鐵芯型號(hào)。本設(shè)計(jì)取B=2000GS，由并聯(lián)取輸出功率Po=200W，有：(2-19)其中，主功率管開關(guān)頻率為100kHZ，填充系數(shù)Kc=0.9，鐵芯窗口利用系數(shù)Ku=0.3，導(dǎo)線的電流密度j=300A./cm2。選取EE33鐵芯，它的有效截面積與鐵芯窗口面積的計(jì)算如下：因此：該鐵芯的SQ值大于計(jì)算值,選定該鐵芯型號(hào)。(3)繞組計(jì)算輸入電壓最低10.8V，這里取10V計(jì)算，導(dǎo)通比選取最大值D=0.47，按輸入電壓最低、輸出滿載的狀況，計(jì)算原、副邊線圈匝數(shù)： (2-20)原邊繞組匝數(shù)為：取N1=2匝。 (2-21)副邊繞組匝數(shù)為：（UD為整流二極管的壓降，r為副邊導(dǎo)線電阻）取N2=57匝。有效占空比為： (2-22) (2-23)(4)導(dǎo)線線徑的計(jì)算與選定首先，計(jì)算原副邊線圈電流的有效值。暫不考慮流經(jīng)N2與濾波電感電流的紋波，因此流過N2的電流幅值就等于流過電感電流的平均值，即負(fù)載電流Io。 (2-24)N2邊的電流有效值： (2-25)原邊電流幅值： (2-26)取磁化電流Iu等于5%，則： (2-27)因此，流過原邊的有效值為： (2-28)由電流密度j=3A/mm2，分別計(jì)算N1、N2的導(dǎo)線截面積： (2-29) (2-30)考慮到電流集膚效應(yīng)，工作頻率為100kHZ時(shí)，導(dǎo)線線徑應(yīng)小于0.418mm。結(jié)合工程要求，選取導(dǎo)線為：原邊：0.25mm的銅皮繞2匝，副邊：0.67的銅線繞57匝?？刹捎迷边厞A繞的方法以減小漏感。(5)鐵芯窗口面積的核算取銅皮的寬度為26mm，厚度為0.25mm，0.67mm的銅線的截面積為0.353mm2。得窗口利用系數(shù)為： (2-31)這說明，線圈能繞得下，變壓器設(shè)計(jì)全部完成。2.3.3主功率開關(guān)管的選擇由變壓器設(shè)計(jì)可知，原邊電流有效值為15.0A，它等于流經(jīng)功率開關(guān)管電流的有效值。而開關(guān)管的最大承受電壓為13.1V，因此，選取功率開關(guān)管IRL1004，它的最大漏源電壓UDSS=40V，最大漏極電流平均值ID=130A，Ciss=5330PF,Coss=1480PF,Crss=320PF,導(dǎo)通電阻RD=9m，能夠滿足電路要求。2.3.4二極管的選擇(1)原邊續(xù)流二極管的選取交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路，原邊續(xù)流二極管所流經(jīng)的電流等于變壓器原邊的磁化電流。取磁化電流的峰值等于5%的負(fù)載電流峰值，可得磁化電流的峰值為： (2-32)這里，磁化電流流經(jīng)原邊續(xù)流二極管的時(shí)間為(1-D)T，則可算出磁化電流有效值： (2-33)根據(jù)計(jì)算，選取續(xù)流二極管為肖特基二極管1n5822，最大反向耐壓為40V，最大平均電流為3A。(2)副邊整流二極管的選取副邊整流二極管最大反向電壓為兩倍的副邊電壓，有： (2-34)最大電流有效值： (2-35)因此選取副邊整流二極管為MUR8100，它是快恢復(fù)二極管，其最大平均電流為8A，最大反向耐壓達(dá)1000V。(3)副邊續(xù)流二極管的選取計(jì)算副邊續(xù)流二極管的最大反向耐壓： (2-36)計(jì)算最大電流有效值： (2-37)由二極管的反向恢復(fù)性，它存在電壓尖峰，因此，還是選取MUR8100這種快恢復(fù)二極管。2.3.5輸出濾波電感的選擇雙管正激變換器屬于Buck族電路，可等效為開關(guān)頻率高一倍的Buck電路。現(xiàn)將本文的雙管正激變換電路等效為一個(gè)基本Buck電路，其Ui=12×57/2=342V，U0=264V，Po=200W，fs=100kHz。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通、截止時(shí)變換器的基爾霍夫電壓方程分別為式(2-38)～(2-39)。(2-38)(2-39)其中，設(shè)二極管的通態(tài)壓降VD=0.5V；電感內(nèi)阻的壓降VL=0.1V；開關(guān)管導(dǎo)通壓降VON=0.5V。再根據(jù)電路條件，列出(2-40)和(2-41)方程式：(2-40) (2-41)聯(lián)立(2-38)~(2-41)，得：。此時(shí)，占空比，在式(2-22)、(2-23)計(jì)算的范圍內(nèi)。為了保證電流的脈動(dòng)小于0.15A，可將電感的值，適當(dāng)放大些，可以取2mH。2.3.6輸出濾波電容的選擇由濾波電路電壓脈動(dòng)公式： (2-42)由式(2-41)、(2-42)得電容等效電阻ESR： (2-43)雖然電解電容的生產(chǎn)廠家不會(huì)明確給出電容的ESR值，但電容的為常數(shù)，約為本課題選擇，由式(2-43)中得到RESR=，得到C=4.55。取濾波電容C=5。2.4 本章小結(jié)本章分析了功率電路的工作原理，并對(duì)一個(gè)周期內(nèi)的不同狀態(tài)分別進(jìn)行了等效電路分析。根據(jù)分析結(jié)果，選定了變壓器、功率開關(guān)以及各種二極管的型號(hào)，并進(jìn)行了相應(yīng)的工程計(jì)算，確定了濾波電感電容的大小。

第3章 系統(tǒng)建模與控制電路的設(shè)計(jì)3.1 功率電路建模本文使用狀態(tài)空間平均法對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路建立數(shù)學(xué)模型。狀態(tài)空間平均法的建模思路相同與基本建模思想，即在某一靜態(tài)工作點(diǎn)中引入小信號(hào)的擾動(dòng)，以獲得系統(tǒng)在加入正弦小信號(hào)擾動(dòng)之后的微小變化，再用狀態(tài)方程形式對(duì)基本建模法加以整理，簡(jiǎn)化計(jì)算過程，使各種不同結(jié)構(gòu)變換器的解析模型具有了統(tǒng)一的形式。3.1.1小信號(hào)模型的建立交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路屬于Buck族，與Buck基本電路不同的是，它加入了變壓器進(jìn)行了升壓和隔離。其交錯(cuò)并聯(lián)的工作模式，可以等效為一個(gè)開關(guān)頻率高一倍的Buck電路，即，，其中n為變壓器原副邊匝數(shù)比，為等效輸入電壓，為等效開關(guān)頻率。為了方便分析，特作如下假設(shè)：(1)所有開關(guān)器件皆為理想器件，即損耗為零；(2)擾動(dòng)信號(hào)遠(yuǎn)小于輸入穩(wěn)態(tài)信號(hào)；(3)變換器的開關(guān)頻率比低通濾波器的轉(zhuǎn)折頻率大得多;(4)電路工作于電流連續(xù)模式(CCM)。在CCM模式下，交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路在一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)開關(guān)狀態(tài)，如圖所示。 (a)導(dǎo)通狀態(tài) (b)關(guān)斷狀態(tài)圖 交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路兩種工作狀態(tài)工作狀態(tài)1此時(shí)變壓器副邊電路整流二極管導(dǎo)通，續(xù)流二極管截止，等效電路圖如圖(a)所示，電感電壓vL(t)與電容電流ic(t)分別為： (3-1)輸入電流ig(t)即為電感電流i(t)，輸出電壓v(t)即為電容電壓，則有 (3-2)將(3-1)與(3-2)寫成狀態(tài)方程與輸出方程的形式為 (3-3) (3-4)由式(3-3)和(3-4)得出A1、B1、C1和E1分別為： (3-5)工作狀態(tài)2此時(shí)變壓器副邊電路整流二極管截止，續(xù)流二極管導(dǎo)通，等效電路圖如圖(b)所示，電感電壓vL(t)與電容電流ic(t)分別為： (3-6)由于該狀態(tài)時(shí)，變壓器副邊電路正在續(xù)流，因此輸入電流為零，則 (3-7)輸出電壓v(t)仍為電容電壓v(t)本身。將(3-6)和(3-7)式整理為狀態(tài)方程和輸出方程的形式，得 (3-8) (3-9)由式(3-8)和(3-9)得出A2、B2、C2和E2分別為： (3-10)根據(jù)式(3-5)和(3-10)求得矩陣A、B、C和E，分別為： (3-11) (3-12) (3-13) (3-14)與狀態(tài)向量和輸出向量相對(duì)應(yīng)的直流分量向量分別為X=[1，V]T，U=[Vg]，和Y=[Ig，V]T。確定交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的靜態(tài)工作點(diǎn)為 (3-15) (3-16)由式(3-15)得交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的電壓變比與電感電流的穩(wěn)態(tài)值分別為 (3-17) (3-18)由式(3-16)得出輸入電流的穩(wěn)態(tài)值為 (3-19)與狀態(tài)向量、輸入向量和輸出向量相對(duì)應(yīng)的交流小信號(hào)分量向量分別為：，和，建立交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的小信號(hào)狀態(tài)方程與輸出方程為(3-20) (3-21)其中，直流分量V和I由式(3-17)、(3-18)確定。3.1.2標(biāo)準(zhǔn)型等效電路的建立交流小信號(hào)的狀態(tài)方程與輸出方程的形式如下： (3-22a) (3-22b)根據(jù)(3-22)式中的狀態(tài)變量與輸出變量，對(duì)其做拉氏變換，設(shè)各狀態(tài)變量的初始值為零，則 (3-23) (3-24)聯(lián)立(3-23)、(3-24)，得： (3-25)(3-26)下面建立交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)型電路。根據(jù)式(3-17)，可知交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的穩(wěn)態(tài)電壓變比為 (3-27)M(D)為變換器的穩(wěn)態(tài)電壓變比的理想值，則 (3-28)由于分析對(duì)象為理想變換器，則k=1，所以 (3-29)以輸入電流ig(t)和輸出電壓v(t)為輸出變量，利用式(3-26)可表示為 (3-30) (3-31)將式(3-5)、(3-10)、(3-11)、(3-14)和(3-15)代入式(3-26)，得(3-32)將式(3-32)與式(3-30)和(3-31)對(duì)照，得“輸入——輸出”的傳遞函數(shù)： (3-33)“控制——輸出”的傳遞函數(shù)： (3-34)“控制——電感電流”的傳遞函數(shù)：(3-35)“輸入——電感電流”的傳遞函數(shù)：(3-36)控制系數(shù)計(jì)算如下： (3-37) (3-38) (3-39)由式(3-39)可以得到：Le=L，Ce=C (3-40)交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)型電路如圖。圖 功率電路的穩(wěn)態(tài)低頻小信號(hào)標(biāo)準(zhǔn)型電路3.2 電壓控制脈寬調(diào)制器建模與系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)傳遞函數(shù)的建立3.2.1電壓控制型開關(guān)調(diào)節(jié)電路原理介紹電壓控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)如圖所示。它是一個(gè)單環(huán)自動(dòng)調(diào)節(jié)系統(tǒng)，這種控制方式簡(jiǎn)單、穩(wěn)定、易于設(shè)計(jì)，也可以保證很好的穩(wěn)壓精度。圖 電壓控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖在圖中，控制電路由控制器、PWM比較器、時(shí)鐘電路和觸發(fā)器組成。其中，控制器是由電壓采樣網(wǎng)絡(luò)和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)組成，輸出電壓經(jīng)過電壓采樣網(wǎng)絡(luò)得到Hv與參考電壓Vref比較后產(chǎn)生誤差信號(hào)ve作為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸入。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)對(duì)這個(gè)誤差進(jìn)行放大后對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆群拖辔谎a(bǔ)償，滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)。整個(gè)系統(tǒng)的調(diào)節(jié)原理是：在某個(gè)瞬間，當(dāng)輸出電壓高于其額定值時(shí)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出的控制信號(hào)vc(t)降低，觸發(fā)器輸出高電平的脈沖寬度變窄，減少主電路從輸入電源汲取能量的時(shí)間，使得輸出電壓的平均值維持不變。3.2.2脈寬調(diào)制器的數(shù)學(xué)模型在以下分析里，uc(t)表示占空比的控制信號(hào)，uR(t)是鋸齒波信號(hào)，周期為T，即開關(guān)頻率的周期，峰峰值為VM。設(shè)uc(t)在一個(gè)周期T內(nèi)變化很小，則當(dāng)t∈[nT，(n+1)T]時(shí)，uc(t)=uc(nT)。這就相當(dāng)于用一個(gè)單位沖擊序列在t=nT(n=0,1,2…)時(shí)，對(duì)uc(t)信號(hào)進(jìn)行采樣和保持?？捎靡粋€(gè)采樣開關(guān)δT和零階保持器Gho(s)表示這個(gè)過程。鋸齒波uR(t)的一般表達(dá)式為 (3-41)在PWM中，當(dāng)時(shí)，令，則有 (3-42)對(duì)式(3-42)兩邊取Z變換，得 (3-43)式(3-43)為PWM的離散數(shù)學(xué)模型。對(duì)式(3-42)進(jìn)行如下處理，令nT→t，則式(3-42)變?yōu)檫B續(xù)函數(shù)，對(duì)其進(jìn)行拉氏變換得 (3-44)則PWM的傳遞函數(shù)為 (3-45)至此，電壓控制回路的PWM部分建模完畢。3.2.3電壓控制系統(tǒng)原始回路穩(wěn)態(tài)傳遞函數(shù)的建立要構(gòu)成系統(tǒng)得閉環(huán)控制，需根據(jù)如下圖所示。圖閉環(huán)傳遞函數(shù)的構(gòu)成框圖其中的可以得到原始回路的傳遞函數(shù)如下式所示：(3-46)將具體的傳遞函數(shù)代入到式(3-34)中得到電壓控制系統(tǒng)原始回路傳遞函數(shù)如下式(3-47)所示。(3-47)原始回路的傳遞函數(shù)所具有的相位裕度和穿越頻率如圖所示。生成圖所示的波特圖的MATLAB程序如下：num=conv(1.3,[01]);den=[1e-8,0.000005751];g=tf(num,den);margin(g);圖原始閉環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖從圖中可以看出在低頻段原始回路傳遞函數(shù)的接近臨界狀態(tài)，這會(huì)對(duì)系統(tǒng)造成低頻的不穩(wěn)定性，穿越頻率為2.41kHz，相位裕度僅為3.84度，雖然系統(tǒng)是穩(wěn)定的，但是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)所要做的就是將低頻段的增益提高，這樣能夠提高系統(tǒng)在低頻段的穩(wěn)定性。3.2.4補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)一般可以分為三種：超前補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。本文采用雙零點(diǎn)—雙極點(diǎn)的補(bǔ)償形式，屬于“超前-滯后”網(wǎng)絡(luò)。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出的正弦信號(hào)的相位在不同頻率范圍有落后又有超前于正弦輸入信號(hào)的特性，它結(jié)合超前補(bǔ)償與滯后補(bǔ)償?shù)奶匦?，發(fā)揮滯后補(bǔ)償特性提高靜態(tài)性能，利用超前補(bǔ)償特性提高相對(duì)穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能。網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)如圖所示。圖補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路圖補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)形式如下式(3-48)所示：(3-48)原始回路增益函數(shù)Go(s)為式(3-47)Go(s)的直流增益為 (3-49)幅頻特性的轉(zhuǎn)折頻率為 (3-50)其波特圖幅頻特性在圖給出。在低頻時(shí)Go(s)的增益為2.28dB，在頻率為1.592kHz時(shí)會(huì)有轉(zhuǎn)折發(fā)生，其斜率為-40dB/dec。原始回路增益函數(shù)Go(s)在2.41kHz穿越0dB線，相位裕度為3.84度。設(shè)加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)后，回路函數(shù)的增益交越頻率fg等于1/5的開關(guān)頻率fs，于是，增益交越頻率為 (3-51)如果加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后回路增益函數(shù)以-20dB/dec斜率處通過0dB線，則變換器系統(tǒng)將具有較好的相位裕量。為了得到-20dB/dec的斜率，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)在穿越頻率點(diǎn)必須提供+20dB/dec的斜率。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)兩個(gè)零點(diǎn)頻率設(shè)計(jì)為原始回路函數(shù)Go(s)兩個(gè)相近的極點(diǎn)頻率的1/2，即為 (3-52)由于Go(s)沒有零點(diǎn)，則將Gc(s)的兩個(gè)極點(diǎn)設(shè)定為，以減小輸出高頻開關(guān)紋波。原始回路Go(s)在fg的增益為 (3-53)則補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)在增益交越頻率fg的增益為 (3-54)這樣，補(bǔ)償后回路函數(shù)在fg為0dB。則在零點(diǎn)fz1與fz2的增益為 (3-55) (3-56)通過增益的計(jì)算可以求出如圖的電路結(jié)構(gòu)中的各個(gè)電阻阻值和電容值，首先假設(shè)R2=10kΩ，則(3-57)(3-58) (3-59)(3-60) (3-61)將式(3-57)~(3-61)代入式(3-48)，得 (3-62)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)的波特圖如圖所示，MATLAB的程序如下：num=conv([0.00021],[0.00021]);den=conv([0.0000420],conv([1.59e-61],[1.59e-61]));g=tf(num,den);margin(g);fp1,p2fz1,z2fp1,p2fz1,z2圖 補(bǔ)償傳遞函數(shù)波特圖由圖，fz1.z2為796Hz，fp1,p2為100kHz，符合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)要求。最終得到補(bǔ)償后的電壓控制交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換電路的系統(tǒng)的傳遞函數(shù)： (3-63)補(bǔ)償后的系統(tǒng)波特圖如圖所示，MATLAB的程序如下：num=conv(1.3,conv([0.00021],[0.00021]));den=conv([0.0000420],conv(conv([1.59e-61],[1.59e-61]),[1e-85.75e-61]));g=tf(num,den);margin(g);圖 加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后的系統(tǒng)波特圖在式(3-51)中已給出，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)預(yù)計(jì)將系統(tǒng)穿越頻率補(bǔ)償至20kHz。從上圖中可以看出，最終系統(tǒng)的穿越頻率為19.2kHz，相位裕度為63.8度，低頻段增益比補(bǔ)償前增大了很多，并且以-20dB每十倍頻穿越0dB線，系統(tǒng)穩(wěn)定，達(dá)到了預(yù)期的矯正的目的。3.3 控制電路結(jié)構(gòu)3.3.1UC3825外圍電路本設(shè)計(jì)采用UC3825芯片，其芯片內(nèi)部電路如圖所示，外圍控制電路如圖所示。本設(shè)計(jì)中，電壓控制環(huán)中的誤差放大器可利用3825內(nèi)部的運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)，1腳為UC3825內(nèi)誤差放大器的反相輸入端，2腳為UC3825內(nèi)誤差放大器的同相輸入端，置為基準(zhǔn)電壓，本設(shè)計(jì)設(shè)為2.5V，基準(zhǔn)電壓可由芯片的16腳(內(nèi)部5V基準(zhǔn)電壓Vref)經(jīng)電阻分壓得到。再將放大的誤差信號(hào)與內(nèi)部鋸齒波比較，UC3825內(nèi)部鋸齒波的頂點(diǎn)為3.3V，谷點(diǎn)為0.9V。圖 UC3825芯片內(nèi)部電路圖 UC3825外圍電路1腳(INV)到3腳(E/AOUT)之間接入雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)及其計(jì)算見本章3.2.4節(jié)。電容C8為軟啟動(dòng)電容，可以實(shí)現(xiàn)芯片的軟啟動(dòng)，應(yīng)選擇較小值的電容。14、11兩腳為UC3825的輸出端，可輸出兩路占空比可調(diào)相位相差180度的方波電壓。輸出方波的頻率f由電阻Rt、Rd和電容Ct確定。f的計(jì)算公式如下： (3-64)本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率為100kHz，則設(shè)Rd為0，Rt為3.6kΩ，Ct為2nF。當(dāng)輸出電壓UO變化時(shí)，直流環(huán)節(jié)輸出電壓檢測(cè)信號(hào)Vf隨之改變，UC3825輸出脈沖波的占空比d也改變，使主功率管驅(qū)動(dòng)波形的占空比D滿足UOD為一個(gè)常數(shù)，從而使直流脈沖電壓的平均值保持不變。Vf的檢測(cè)電路由光耦電壓控制電壓源構(gòu)成。其作用有兩點(diǎn)：保證功率電路的隔離和按比例變換電壓。3.3.2主功率管驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)通常需要注意一下幾點(diǎn)：第一，由于交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路結(jié)構(gòu)的需要，兩個(gè)主功率管必須電氣隔離，因此本設(shè)計(jì)采取了如圖所示的變壓器隔離驅(qū)動(dòng)電路。第二，錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的功率管驅(qū)動(dòng)占空比D應(yīng)略小于0.5。交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的主功率管的驅(qū)動(dòng)電路如圖所示，圖中僅表示了一條支路上的兩個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)。另一路的設(shè)計(jì)與本路完全一樣，因此不再贅述。輸入端接UC3825輸出的一個(gè)方波信號(hào)，但由于UC3825提供的是兩個(gè)圖騰柱輸出級(jí)電路結(jié)構(gòu)，并不適用于主功率管均為電壓型控制單極型的功率器件，因此經(jīng)過對(duì)管T1、T2來完成驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)電路的輸出端分別接在功率開關(guān)管的柵極和漏極。圖中，C7為隔直電容，R11、R12為柵極驅(qū)動(dòng)電阻，其作用是防止尖峰電流引起的高頻振蕩。R13、R14和穩(wěn)壓二極管D11、D12和D21、D22的作用是防止MOSFET正負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓過高而損壞開關(guān)管，提高其抗干擾、抗電壓尖峰的能力。圖 主功率管驅(qū)動(dòng)電路本驅(qū)動(dòng)電路的優(yōu)點(diǎn)是整個(gè)電路只使用一個(gè)+15V的電源，也就是單電源供電。C7作為隔直電容，其作用是在關(guān)斷所驅(qū)動(dòng)的功率開關(guān)管時(shí)，提供一個(gè)負(fù)壓，從而加速了功率開關(guān)管的關(guān)斷，使電路具有了有較高的抗干擾能力。但該電路所存在一定的弊端，它的輸出電壓的幅值會(huì)隨著占空比D的變化而變化：當(dāng)D較小時(shí)，負(fù)向電壓也很小，而正向電壓較高，電路的抗干擾能力降低，而且其正向的高壓很容易超過MOSFET柵極的承受電壓。因此，該驅(qū)動(dòng)電路較適用于占空比固定或占空比變化幅度較小的場(chǎng)合。3.3.3過流保護(hù)電路圖所示的為本系統(tǒng)過流保護(hù)電路，T1、T2是脈沖電流互感器，將它們分別套在功率開關(guān)管V1、V3的源極的引線上，則線上流過的電流是源極電流iSS，這條引線等效于脈沖電流互感器的原邊，匝數(shù)為1匝。如果磁環(huán)繞了N匝，則原副邊匝比就為1/N。設(shè)電流互感器鐵芯的工作磁導(dǎo)率佷大，則當(dāng)互感器流過原邊的正脈沖電流為iss時(shí)，副邊電流就為is=iss/Ns。is在檢測(cè)電阻R11上建立電壓URS=isR11。當(dāng)原邊電流降到0時(shí)，磁場(chǎng)儲(chǔ)能就會(huì)擊穿二極管D31或D32，從而起到去磁作用。如此，互感器副邊檢測(cè)電壓URS能較好地再現(xiàn)原邊脈沖電流。電容C11用于吸收高頻振蕩尖峰，因此取較小值。檢測(cè)電壓送到LM339比較器并與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。正常工作時(shí)，LM339的輸出電壓為高電平，當(dāng)檢測(cè)到的脈沖電壓峰值超過基準(zhǔn)電壓時(shí)，輸出電壓就變?yōu)榈碗娖?，這個(gè)信號(hào)經(jīng)反相器方向后，變?yōu)楦唠娖?，傳到UC3825的9號(hào)管腳(ILIM/SD)，芯片停止工作，直到接收到低電平時(shí)恢復(fù)工作。因此，此過流保護(hù)電路具有自恢復(fù)功能。圖 過流保護(hù)電路目前常用的電流互感器有：霍爾電流傳感器、無感電阻和普通電流互感器等?；魻栯娏鱾鞲衅魇禽^為理想的快速型電流檢測(cè)器件，但其價(jià)格較貴，因此應(yīng)用面較為狹小。無感電阻采用的是無感繞法的低值電阻，用法很簡(jiǎn)單，但會(huì)造成明顯的附加壓降，從而產(chǎn)生較大損耗。普通的電流傳感器應(yīng)用面很廣，但存在輸出信號(hào)失真以及帶寬限制等問題。3.4 本章小結(jié)本章主要闡述的是電壓控制交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器的電路結(jié)構(gòu)和穩(wěn)態(tài)電路模型，推導(dǎo)出了功率電路和控制電路的小信號(hào)模型，較為深入的闡述了電壓控制變換器在CCM工作模式下的特點(diǎn)，和較高的靈敏度和穿越頻率，合理的設(shè)計(jì)了這種控制方式的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。對(duì)推導(dǎo)出的各個(gè)模型的傳遞函數(shù)在MATLAB環(huán)境下進(jìn)行了頻域仿真。為下章時(shí)域仿真的順利完成奠定了基礎(chǔ)。

第4章 電路仿真4.1 仿真軟件簡(jiǎn)介據(jù)Psim官方提供的資料，Psim軟件是美國(guó)POWERSIM公司專門針對(duì)電力電子及電機(jī)拖動(dòng)開發(fā)的仿真軟件，在歐美和日本廣為使用。該仿真軟件包括3個(gè)方面：電路示意性的程序Psim，Psim仿真器，和波形形成過程項(xiàng)目simview。它將半導(dǎo)體功率器件等效為理想開關(guān)，能夠進(jìn)行快速的仿真，對(duì)于初學(xué)者來說更容易掌握。此外，Psim有3個(gè)模型：電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)模型，數(shù)字控制模型和聯(lián)結(jié)模型。電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)模型已經(jīng)在機(jī)器模型和為驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)研究的機(jī)械裝備模型里建立起來了。數(shù)字控制模型為數(shù)字控制分析提供了離散的元素，例如：零狀態(tài)監(jiān)控，z-domain轉(zhuǎn)換功能blocks，量子化blocks，數(shù)字濾波器。聯(lián)結(jié)模型為共同仿真在Psim和Matlab/Simulink2之間提供了相互接觸。Psim是趨向于電力電子領(lǐng)域以及電機(jī)控制領(lǐng)域的仿真應(yīng)用包軟件。具有仿真高速、用戶界面友好、波形解析等功能，為電力電子電路的解析、控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)、電機(jī)驅(qū)動(dòng)研究等有效提供強(qiáng)有力的仿真環(huán)境。該仿真解析系統(tǒng)，不只是回路仿真單體，還可以和其他公司的仿真器連接，為用戶提供高開發(fā)效率的仿真環(huán)境。例如，在電機(jī)驅(qū)動(dòng)開發(fā)領(lǐng)域，控制部分用MATLAB/Simulink實(shí)現(xiàn)，主回路部分以及其周邊回路用Psim實(shí)現(xiàn)，電機(jī)部分用電磁界解析軟件JMAG實(shí)現(xiàn)，由此進(jìn)行連成解析，實(shí)現(xiàn)更高精度的全面仿真系統(tǒng)。Psim可以分析包括模擬電路、數(shù)字電路及混合電路。它通過直觀的圖形化用戶界面全面控制仿真過程，并通過對(duì)穩(wěn)態(tài)、時(shí)域、頻域、統(tǒng)計(jì)、可靠性及控制等方面的分析來檢驗(yàn)系統(tǒng)性能。Psim產(chǎn)品可應(yīng)用于航空/航天、船舶、電氣/電力電子、汽車等設(shè)計(jì)制造領(lǐng)域。本設(shè)計(jì)中主要涉及的是Psim針對(duì)電源設(shè)計(jì)領(lǐng)域的一些具體應(yīng)用。Psim具有一定量基本的電源專用器件和功率電子器件模型，并提供高精度的電路仿真模型單元庫，以有效解決變壓器模型的設(shè)計(jì)問題。電源設(shè)計(jì)，特別是開關(guān)電源的設(shè)計(jì)，在新產(chǎn)品的研制中占有相當(dāng)重要的位置。人們?cè)絹碓疥P(guān)注電子產(chǎn)品的電源完整性(PI)，市場(chǎng)對(duì)高效率、低功耗、低干擾、規(guī)模小的高精度電源的需求量也越來越大。對(duì)于現(xiàn)階段電源設(shè)計(jì)師而言，僅靠經(jīng)驗(yàn)來搭建和試驗(yàn)電路的傳統(tǒng)手段顯然不可能滿足當(dāng)今社會(huì)電源的設(shè)計(jì)要求，無論從試驗(yàn)周期還是開發(fā)成本方面也都很難承受。因此一個(gè)良好而專業(yè)的電源設(shè)計(jì)軟件不僅是電源產(chǎn)品的設(shè)計(jì)的必備工具，也是從事電源產(chǎn)品設(shè)計(jì)與開發(fā)的技術(shù)保證。4.2 系統(tǒng)時(shí)域仿真本設(shè)計(jì)的仿真部分包括頻域仿真和時(shí)域仿真。頻域仿真使用MATLAB軟件，對(duì)系統(tǒng)的原始傳遞函數(shù)、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)和補(bǔ)償后的傳遞函數(shù)在頻域方面進(jìn)行波形的模擬仿真。詳細(xì)請(qǐng)見本論文第三章3.2節(jié)。以下是使用硬件仿真軟件Psim對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行的時(shí)域仿真。4.2.1時(shí)域仿真電路及其波形系統(tǒng)電路圖如圖所示。分別完成額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行仿真，20%~100%、100%~20%負(fù)載突加突卸仿真與輸出端短路仿真實(shí)驗(yàn)。V1V1V2V3V4D1D2D3D4T2T1D6D5D7L1C21RC21RR’R3R1R11R12C3C2R2C1RtCtC8圖 系統(tǒng)電路圖(1)額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)，在輸入端電壓在10.8~13.1V范圍內(nèi)變化時(shí)，電路能將輸出電壓升為264V，誤差范圍在輸出電壓10%以內(nèi)。電路額定負(fù)載為348Ω，此實(shí)驗(yàn)中，將圖中的方波信號(hào)發(fā)生器始終關(guān)閉。當(dāng)輸入電壓為12V時(shí)，系統(tǒng)帶額定負(fù)載運(yùn)行時(shí)的輸出電壓波形如圖所示，此時(shí)變壓器原邊電流、原邊電壓和副邊電壓分別如圖~所示；當(dāng)輸入電壓為10.8V時(shí)，系統(tǒng)帶額定負(fù)載運(yùn)行時(shí)的輸出電壓波形如圖所示；當(dāng)輸入電壓為13.1V時(shí)，系統(tǒng)帶額定負(fù)載運(yùn)行時(shí)的輸出電壓波形如圖所示。550.0040.0030.0020.0010.000.00300.00250.00200.00150.00100.0050.000.0049.0049.2049.40260.00262.00264.00266.00268.00270.00272.00274.00Time(ms)49.6049.8050.00圖 12V輸入時(shí)系統(tǒng)帶額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行0.000.0010.005.000.0015.0020.0025.0030.00圖 原邊電流0.000.00-5.00-10.00-15.005.0010.0015.00圖 原邊電壓-400-400.00-200.000.00400.00200.00圖 副邊電壓由以上實(shí)驗(yàn)波形看出，在額定輸入的條件下，輸出電壓波形最終穩(wěn)定再266V，精確的實(shí)現(xiàn)任務(wù)指標(biāo)，變壓器兩端的電壓電流變化的仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果與本文2.1節(jié)的理論分析一致，能實(shí)現(xiàn)電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。以下是電壓變動(dòng)輸入仿真。00.0010.0020.0030.0040.0050.000.0050.00100.00150.00200.00250.00Time(ms)240.0049.0049.2049.6049.4049.8050.00242.00244.00246.00248.00250.00252.00圖 10.8V輸入時(shí)系統(tǒng)帶額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行由波形圖看出，當(dāng)輸入電壓為10.8V時(shí)，較之額定輸入電壓跌落了10%，輸出電壓最終穩(wěn)定在246V，較之額定輸出電壓跌落了6.82%。因此，電壓閉環(huán)起到了一定的作用，且輸出電壓的誤差在10%的允許范圍內(nèi)，仍能滿足設(shè)計(jì)要求。Time(ms)Time(ms)0.0050.00100.00150.00200.00250.00300.00255.00260.00265.00270.00275.0048.7549.0049.2549.5049.7550.000.0010.0020.0030.0040.0050.00圖 13.1V輸入時(shí)系統(tǒng)帶額定負(fù)載穩(wěn)態(tài)運(yùn)行由波形圖觀察得，電壓最終穩(wěn)定在266V，誤差在允許范圍內(nèi)，較之10.8V的輸入實(shí)驗(yàn)，誤差減小了很多，可見輸入電壓偏高時(shí)對(duì)系統(tǒng)的影響較小。(2)系統(tǒng)帶負(fù)載突加突卸系統(tǒng)設(shè)計(jì)的一個(gè)重要性能指標(biāo)就是抗干擾性，為了檢測(cè)輸入端的擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響，現(xiàn)進(jìn)行負(fù)載突加突卸實(shí)驗(yàn)，此實(shí)驗(yàn)中，圖中的方波信號(hào)發(fā)生器從系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)(40ms)時(shí)開始產(chǎn)生頻率為100kHz的方波。系統(tǒng)穩(wěn)定后的輸出電壓波形如圖(a)所示。變壓器原邊電流波形如圖(b)所示。Time(ms)Time(ms)250.00255.00260.00265.00270.00275.00280.0045.0050.0055.0060.0065.0070.0075.0080.00圖(a) 20%~100%、100%~20%負(fù)載電壓輸出波形Time(ms)Time(ms)-5.000.005.0010.0015.0020.0025.0030.0045.0050.0055.0060.0065.0070.0075.0080.00圖(b) 負(fù)載突加突卸時(shí)原邊電流波形如圖，突加負(fù)載時(shí)電壓跌落至258V，突卸負(fù)載時(shí)電壓超調(diào)至275V。負(fù)載突加時(shí)所用恢復(fù)時(shí)間約為55μs，負(fù)載突卸時(shí)所用恢復(fù)時(shí)間約為60μs。(3)輸出端短路仿真實(shí)驗(yàn)本設(shè)計(jì)因?yàn)闆]有電流環(huán)，因此必須外加過流保護(hù)電路，此實(shí)驗(yàn)須在負(fù)載突加突卸實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上將其突加突卸電阻設(shè)為1Ω，在導(dǎo)通并聯(lián)時(shí)就能產(chǎn)生短路效果，系統(tǒng)穩(wěn)定后的輸出電壓波形如圖(a)所示，變壓器原邊電流波形如圖(b)所示。Time(ms)Time(ms)0.0050.00100.00150.00200.00250.00300.0045.0050.0055.0060.0065.0070.0075.0080.00圖(a) 系統(tǒng)短路輸出電壓波形00.0040.0030.0020.0010.0045.0050.0055.0060.0065.0070.0075.0080.00Time(ms)圖(b) 系統(tǒng)短路變壓器原邊電流波形由圖看出，功率開關(guān)管正常的工作電流為24A，當(dāng)發(fā)生短路時(shí)，系統(tǒng)能有效的將電流控制在40A以內(nèi)，并停止UC3825芯片的工作，達(dá)到保護(hù)功率開關(guān)管的作用。當(dāng)短路故障得到解除，負(fù)載電流恢復(fù)到額定值時(shí)，芯片也恢復(fù)到工作狀態(tài)。因此，本過流保護(hù)電路還具有自恢復(fù)功能。4.2.2時(shí)域仿真分析由上述仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果看出，本設(shè)計(jì)能完成任務(wù)指標(biāo)，即實(shí)現(xiàn)12/264V電壓DC/DC變換，在輸入變動(dòng)時(shí)能保持輸出電壓在誤差范圍以內(nèi)；在負(fù)載動(dòng)態(tài)測(cè)試方面，系統(tǒng)的電壓閉環(huán)能夠快速準(zhǔn)確的回復(fù)電壓，以保證系統(tǒng)的輸出電壓的精確性；同時(shí)，電路具有很好的短路保護(hù)功能。4.3 本章小結(jié)通過理論的計(jì)算和實(shí)驗(yàn)的仿真，進(jìn)一步具體的了解了交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激電路的工作方式，以及電壓反饋閉環(huán)的工作原理。驗(yàn)證了理論計(jì)算的可行性，分析了在具體仿真中，本系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)。最重要的是了解了工程應(yīng)用于理論研究之間的差別。

結(jié)論本文以交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器為研究對(duì)象，以開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀和發(fā)展前景為背景，以隔離式開關(guān)電源基本拓?fù)浜统Ｓ肞WM控制方式為參考，對(duì)電壓控制型交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器進(jìn)行了深入研究。通過理論的研究和推導(dǎo)，建立起了功率電路以及控制電路的小信號(hào)模型，畫出了等效電路。具體分析了功率電路的工作模態(tài)和控制電路的控制原理。計(jì)算了電路元器件的具體參數(shù)，最后根據(jù)計(jì)算結(jié)果設(shè)計(jì)電路原理圖，并對(duì)其進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果和理論分析表明，交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器輸入端功率器件的電壓應(yīng)力較單管電路減小了一半，輸出端得頻率也得到了提高，電壓控制的方式使電路的輸出電壓范圍波動(dòng)較小。通過這次設(shè)計(jì)主要取得了如下成果：對(duì)開關(guān)電源的應(yīng)用與發(fā)展有了具體的認(rèn)識(shí)；本文對(duì)DC/DC變換器幾種拓?fù)浼翱刂品绞竭M(jìn)行了比較；學(xué)會(huì)分析功率電路的工作模態(tài)，了解了一些具體元器件的工程計(jì)算；掌握了幾種電路建模的基本方法能夠熟練運(yùn)用MATLAB和Psim等仿真軟件，并清楚其各自的長(zhǎng)處；結(jié)合本設(shè)計(jì)的完成過程，本課題的設(shè)計(jì)有著一定的缺陷：采用的交錯(cuò)并聯(lián)方式，使輸出端整流二極管的電流和電壓應(yīng)力為輸入端的兩倍，損耗較大，導(dǎo)致系統(tǒng)的效率較低。因此，在實(shí)際運(yùn)用中，需考慮成本問題。本設(shè)計(jì)的功率開關(guān)管使用的是硬開關(guān)，因此管子的電壓電流應(yīng)力也較大，在今后的研究中可以考慮加入軟開關(guān)設(shè)計(jì)。本設(shè)計(jì)控制電路和系統(tǒng)小信號(hào)模型的建立，只考慮在電流連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下，而忽略了電流斷續(xù)模式(DCM)，今后為了系統(tǒng)的完整性，需要進(jìn)一步探討DCM模式下的模型建立。

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致謝畢業(yè)論文的暫告收尾，意味著我在常州工學(xué)院四年的求學(xué)生涯即將結(jié)束?；厥淄簦救四茉诒姸嗖W(xué)多才、嚴(yán)謹(jǐn)治學(xué)的老師們得熏陶下度過，實(shí)在是榮幸至極。這四年，本人思想上進(jìn)步了很多，學(xué)習(xí)上也受益匪淺，這與周圍老師與同學(xué)的指導(dǎo)與敦促是緊密相連的。衷心感謝我的指導(dǎo)老師許澤剛副教授。本設(shè)計(jì)的研究工作是在許老師的悉心指導(dǎo)下完成的，從論文的選題、研究進(jìn)度的制定、技術(shù)路線的選擇到系統(tǒng)的模擬運(yùn)行，各個(gè)方面都離不開許老師嚴(yán)格指正和耐心指導(dǎo)。本人四年的本科生涯中，許老師認(rèn)真的工作態(tài)度，嚴(yán)謹(jǐn)?shù)闹螌W(xué)風(fēng)格，和寬厚的處世態(tài)度，都給我留下了難以磨滅的印象。也為我今后在學(xué)術(shù)上的探索樹立了優(yōu)秀的榜樣還要感謝我的同學(xué)和家人，他們給本人提供了優(yōu)良的學(xué)習(xí)環(huán)境，給本論文的完成提供了必要的外部保障。書到用時(shí)方恨少，在完成設(shè)計(jì)的過程中，本人深感自己水平有限。本人將以此為鑒，在今后的學(xué)習(xí)生涯中，本人會(huì)不畏勞苦、勇于探索，爭(zhēng)取取得更高深的造詣。附錄符號(hào)說明：PWM脈沖寬度調(diào)制Go原始回路傳遞函數(shù)CCM電流連續(xù)導(dǎo)電模式Gc控制回路傳遞函數(shù)DCM電流斷續(xù)導(dǎo)電模式GT系統(tǒng)傳遞函數(shù)主電路濾波電感主電路濾波電容ESR電容的等效串聯(lián)電阻Vc濾波電容兩端電壓RESR濾波電容的ESRIL濾波電感電流VR電壓調(diào)節(jié)模塊fs開關(guān)頻率Ts開關(guān)周期Vo主電路的輸出電壓占空比Vg輸入電壓基于C8051F單片機(jī)直流電動(dòng)機(jī)反饋控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與研究基于單片機(jī)的嵌入式Web服務(wù)器的研究MOTOROLA單片機(jī)MC68HC（8）05PV8/A內(nèi)嵌EEPROM的工藝和制程方法及對(duì)良率的影響研究基于模糊控制的電阻釬焊單片機(jī)溫度控制系統(tǒng)的研制基于MCS-51系列單片機(jī)的通用控制模塊的研究基于單片機(jī)實(shí)現(xiàn)的供暖系統(tǒng)最佳啟停自校正（STR）調(diào)節(jié)器單片機(jī)控制的二級(jí)倒立擺系統(tǒng)的研究基于增強(qiáng)型51系列單片機(jī)的TCP/IP協(xié)議棧的實(shí)現(xiàn)基于單片機(jī)的蓄電池自動(dòng)監(jiān)測(cè)系統(tǒng)基于32位嵌入式單片機(jī)系統(tǒng)的圖像采集與處理技術(shù)的研究基于單片機(jī)的作物營(yíng)養(yǎng)診斷專家系統(tǒng)的研究基于單片機(jī)的交流伺服電機(jī)運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)研究與開發(fā)基于單片機(jī)的泵管內(nèi)壁硬度測(cè)試儀的研制基于單片機(jī)的自動(dòng)找平控制系統(tǒng)研究基于C8051F040單片機(jī)的嵌入式系統(tǒng)開發(fā)基于單片機(jī)的液壓動(dòng)力系統(tǒng)狀態(tài)監(jiān)測(cè)儀開發(fā)模糊Smith智能控制方法的研究及其單片機(jī)實(shí)現(xiàn)一種基于單片機(jī)的軸快流CO〈,2〉激光器的手持控制面板的研制基于雙單片機(jī)沖床數(shù)控系統(tǒng)的研究基于CYGNAL單片機(jī)的在線間歇式濁度儀的研制基于單片機(jī)的噴油泵試驗(yàn)臺(tái)控制器的研制基于單片機(jī)的軟起動(dòng)器的研究和設(shè)計(jì)基于單片機(jī)控制的高速快走絲電火花線切割機(jī)床短循環(huán)走絲方式研究基于單片機(jī)的機(jī)電產(chǎn)品控制系統(tǒng)開發(fā)\t"