針對(duì)應(yīng)用于交直流配電網(wǎng)的電力電子變壓器(powerelectronictransformer,PET)，分析了輸入級(jí)MMC子模塊電容電壓波動(dòng)的機(jī)理，結(jié)合電力電子變壓器的特殊結(jié)構(gòu)，提出了一種優(yōu)化運(yùn)行控制策略，通過(guò)在DC/DC變換器的控制環(huán)節(jié)上增加電流修正量，以減小輸入級(jí)MMC子模塊電容電壓波動(dòng)。利用Matlab建立了電力電子變壓器的仿真模型，通過(guò)仿真驗(yàn)證了控制策略的有效性。關(guān)鍵詞:交直流配電網(wǎng)；電力電子變壓器；MMC子模塊電容電壓；優(yōu)化運(yùn)行0引言電力電子變壓器(powerelectronictransformer，PET)將電力電子技術(shù)應(yīng)用在電能變換的場(chǎng)合，是一種新型結(jié)構(gòu)的變壓器，與傳統(tǒng)變壓器相比，提高了系統(tǒng)智能化水平[1]。除了可以像常規(guī)電力變壓器那樣電壓波動(dòng)及諧波傳遞，對(duì)潮流進(jìn)行控制并調(diào)節(jié)電能質(zhì)量，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)RainerMarquardt在文獻(xiàn)[2]中首次提出模塊化多電平換流器 (modularmultilevelconverter，MMC)結(jié)構(gòu)的拓?fù)?，該結(jié)構(gòu)適用于高壓大功率場(chǎng)合，吸引了廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[3]提出了一種基于全橋子模塊MMC的AC/AC結(jié)構(gòu)PET。文獻(xiàn)[4]提出了一種基于MMC的用。文獻(xiàn)[5]提出了一種基于背靠背MMC的AC/DC/AC結(jié)構(gòu)PET。文獻(xiàn)[6]介紹了基于MMC的隔離DC/DC拓?fù)?，該拓?fù)淇勺鳛椴煌妷旱燃?jí)直流電網(wǎng)之間的接口。這些基于MMC的PET結(jié)構(gòu)中只使用一個(gè)中頻或高頻變壓器，減少了變壓器的數(shù)量，可實(shí)現(xiàn)PET的輕量化。將高壓交流變換為高壓直流；隔離級(jí)為輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的DC/DC變換器，通過(guò)高頻變壓器實(shí)現(xiàn)隔離，將高壓直流轉(zhuǎn)換為低壓直流；輸Fig.1StructureofpowerelectronictransformerPET電壓均衡控制策略進(jìn)行了研究，由于輸入級(jí)的直流輸出電壓或者各DAB(dualactivebridges)模塊傳遞的功率不均衡，可能導(dǎo)致開(kāi)關(guān)量、大大減少高頻隔離變壓器和開(kāi)關(guān)器件的用量。文獻(xiàn)[12]提出了一成在一起，實(shí)現(xiàn)高度模塊化。額度、模塊電容選型都會(huì)直接影響子模塊電容電壓波動(dòng)。因此，在一定輸出容量基礎(chǔ)上，有效減小子模塊電容電壓波動(dòng)可以降低系統(tǒng)成本，確保系統(tǒng)安全運(yùn)行。由于在每相橋臂內(nèi)，子模塊電容電壓波動(dòng)13-14]的電容紋波。文獻(xiàn)[16]通過(guò)在參考信號(hào)中加入零序分量配合高頻的環(huán)模塊電容電壓波動(dòng)進(jìn)行了分析，針對(duì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特殊性，提出了一種環(huán)節(jié)上增加電流修正量，以達(dá)到減小子模塊電容電壓波動(dòng)的目的，控器的仿真模型，通過(guò)仿真證明了控制策略的有效性。新型模塊化PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。該拓?fù)淇煞譃榍凹?jí)和后級(jí)兩部分，前級(jí)是在MMC輸入級(jí)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，將隔離級(jí)的隔離DC/DC變換器與MMC子模塊整合在一起，組成新型功率子模塊，并將子模塊的輸出并聯(lián)到一起，得到低壓直流輸出，連接輸出級(jí)。子模塊結(jié)構(gòu)子模塊輸入仍采用傳統(tǒng)MMC的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[17]詳細(xì)介紹了適用于MMC結(jié)構(gòu)的載波移相(CPSSPWM)調(diào)制策略，給出了一種子模塊電容電壓平衡的控制策略，能夠保證各子模塊電容電壓處于相同的范圍，以及電壓變化的一致性，并以此控制直流電壓的穩(wěn)定，完成功率的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。文獻(xiàn)[18]利用通用環(huán)流抑制策略，省去了相間解耦與負(fù)序坐標(biāo)變換，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，適用于任意級(jí)數(shù)的MMC拓?fù)?。Fig.2TopologyofthePETFig.3Structureofsub-module(SM)d率固定、占空比為50%的高頻方波，但同一變換器中的前后兩個(gè)全橋輸出錯(cuò)開(kāi)一定的相位角，以實(shí)現(xiàn)能量傳輸?shù)拇笮?、方向可調(diào)。后級(jí)采用該拓?fù)渲饕幸韵聝?yōu)勢(shì)：用于PET的輸入級(jí)、隔離級(jí)以及輸出級(jí)的控制，控制方法可使用傳統(tǒng)2)由于MMC子模塊通過(guò)均壓控制已實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡，故DC/DC變換器無(wú)需像輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)系統(tǒng)那樣，需要輸入串聯(lián)均壓控制。3)DC/DC變換器只連接一個(gè)MMC功率單元，故IGBT電流要求低，高頻隔離變壓器容量小，設(shè)計(jì)相對(duì)容易。4)MMC功率單元輸出能量直接輸入DC/DC變換器，不流經(jīng)高壓直流母線，在高壓直流母線空載的情況下，MMC橋臂電流無(wú)直流分圖4為PET前級(jí)等效電路，將新型子模塊中MMC功率單元和隔離型PET輸入級(jí)的橋臂等效電阻和等效電感；ix為系統(tǒng)輸入的交流電流 的電壓(p為上橋臂，n為下橋臂)；ipx、inx分別為上、下橋臂的Fig.4EquivalentcircuitofPETPET的子模塊電容電壓均壓策略可以參考MMC的子模塊均壓控制策略，由于均壓控制，單個(gè)橋臂內(nèi)部的各子模塊電容電壓可以認(rèn)為是相假設(shè)PET各相單元參數(shù)完全相同，可認(rèn)為輸入能量在三相中平分；同樣，由于系統(tǒng)上、下橋臂參數(shù)完全對(duì)稱，可認(rèn)為輸入交流電流在上、下橋臂中平分。橋臂電流以直流分量，基頻分量和2倍頻分量為主T示為：；I2、φ2分別為電流2倍頻分值、初相角；ω為系統(tǒng)角頻率。以A相為例對(duì)子模塊電容電壓波動(dòng)進(jìn)行分析，上、下橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)分別為：由式(由式(1)、(2)可得：假設(shè)DC/DC變換器的輸入電流為直流，即A12=A22=A32=0，此相上、下橋臂子模塊電壓波動(dòng)表達(dá)式為：3優(yōu)化運(yùn)行控制策略針對(duì)電容電壓的波動(dòng)可以采用傳統(tǒng)的抑制方式，即在輸入級(jí)MMC的控制中，加入電容電壓均衡控制與電容電壓平衡控制，來(lái)維持電容電壓恒定。該方式雖然能夠取得一定的效果，但其根本原理是通過(guò)MMC子模塊的投切，限制交流功率在子模塊電容上的充放電，其抑制效果有限，而且也增加了輸入級(jí)MMC控制系統(tǒng)的運(yùn)算量。PET子模塊由MMC功率單元和DC/DC變換器模塊組成，等效電路Fig.5EquivalentcircuitofSM子模塊電容電壓表達(dá)式為：由式(11)可知，影響子模塊電容電壓波動(dòng)的不僅有輸入部分的MMC半橋，還有DC/DC變換器。傳統(tǒng)控制方法是調(diào)整第一個(gè)電流源的輸出，改進(jìn)方法可以調(diào)整第二個(gè)電流源也就是DC/DC變換器的輸DC/DC變換器采用單環(huán)控制的橋間移相控制，每個(gè)全橋均輸出一個(gè)頻率固定、占空比為50%的高頻方波，但同一變換器中的原副邊兩個(gè)全橋方波錯(cuò)開(kāi)一定的相位角，傳統(tǒng)的移相控制的移相角限制在-π/4到π/4之間以實(shí)現(xiàn)能量正常傳輸?shù)目刂?，在?shí)際應(yīng)用中，移相角很小，遠(yuǎn)壓實(shí)際值Ul與參考值Ulref進(jìn)行比較，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器得到輸出電流參考值iref。系統(tǒng)中共有6n個(gè)輸出并聯(lián)的DC/DC變換器，故電流參考值除以6n后，再經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器，便得到每個(gè)DC/DC變換器原副邊Fig.6Controlblockdiagramofphaseshiftbetweenthebridges由式(11)可以看出，通過(guò)在DC/DC變換器控制環(huán)節(jié)上增加電流修正量，分擔(dān)一部分基頻和2倍頻電流，可以有效減小子模塊電容電壓流母線電壓的鉗位作用：通過(guò)比例環(huán)節(jié)得到的電流修正量總和：如圖7所示。將各子模塊電容電壓實(shí)際值與參考值作差，經(jīng)比例環(huán)節(jié)得到電流修正量ikcorr，與圖6所得電流參考值ikref相加，得到對(duì)應(yīng)DC/DC變換器輸出電流的參考值ik*。該控制策略可通過(guò)使電容電壓高于(低于)參考值的子模塊對(duì)應(yīng)的DC/DC變換器輸出電流增大 (減小)，來(lái)抑制子模塊電容電壓的波動(dòng)，同時(shí)不會(huì)影響配電網(wǎng)間的Fig.7Optimaloperationcontrolstrategy4仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證為驗(yàn)證本文中PET優(yōu)化運(yùn)行控制策略的效果，建立了基于Table1ParametersofsimulationsystemPET未采用優(yōu)化運(yùn)行控制策略，此時(shí)，子模塊電容電壓波動(dòng)約為額定值壓波動(dòng)降為額定值的3%左右。由圖8(b)和8(c)可以看出，采用優(yōu)到DAB的輸入電流中。由圖8(d)和8(e)可以看出，在功率反向流動(dòng)時(shí)，該優(yōu)化控制策略仍然可以減小子模塊電容電壓波動(dòng)。綜上所模塊電容電壓波動(dòng)。Fig.8SimulationresultsofoptimaloperationcontrolstrategyPET優(yōu)化運(yùn)行控制策略的控制效果與MMC子模塊電容值和DAB的參數(shù)均有關(guān)，由于實(shí)驗(yàn)