CMOS射頻鎖相環(huán)與頻率合成器10.1概述10.2鎖相環(huán)原理10.3鎖相環(huán)的主要專業(yè)術(shù)語10.4電荷泵鎖相環(huán)10.5頻率合成器10.6S波段頻率合成器設(shè)計(jì)實(shí)例10.7本章小結(jié)習(xí)題

10.1概述

鎖相環(huán)(phaselockloop,PLL)由于其獨(dú)特的優(yōu)越性和多樣性而在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中占據(jù)重要地位。PLL是由deBellescieH于1932年率先提出的。以零中頻接收機(jī)為例,為了使零中頻或者直接變頻接收機(jī)能正確地工作,要求本地振蕩器(LO)的頻率和被接收的載波頻率完全相同,且其相位差保持恒定。由于彼此的相位關(guān)系不被控制,導(dǎo)致增益會(huì)變得很小甚至為零。DeBellescieH提出了一個(gè)其相位與載波相位鎖住的本機(jī)振蕩器來解決這個(gè)問題。

頻率合成器的功能是給收發(fā)信機(jī)的變頻電路提供頻率可編程的本地載波信號(hào),它的輸出頻率一般可以表示為

其中,f0是頻率合成器輸出頻率范圍的下限;γ是位于0和通信系統(tǒng)的最大信道數(shù)之間的整數(shù);fch是信道之間的頻率間隔。

10.2鎖相環(huán)原理

10.2.1鎖相環(huán)的組成鎖相環(huán)路為什么能進(jìn)入相位鎖定,實(shí)現(xiàn)輸出與輸入信號(hào)的同步呢?這是因?yàn)樗且粋€(gè)相位的負(fù)反饋控制系統(tǒng)。一個(gè)典型的鎖相環(huán)(PLL)系統(tǒng)由鑒相器(PD)、壓控振蕩器(VCO)和低通濾波器(LPF)三個(gè)基本電路組成,如圖10-1所示。圖10-1鎖相環(huán)(PLL)系統(tǒng)

1.鑒相器(PD)

鑒相器是一個(gè)相位比較裝置,用來檢測輸入信號(hào)相位θ1(t)與反饋信號(hào)相位θ2(t)之間的相位差θe(t)。輸出誤差信號(hào)ud(t)是相差θe(t)的函數(shù),即

鑒相特性是多種多樣的,可以是正弦特性的、三角形特性的,也可以是鋸齒波特性的。常用的正弦波特性的鑒相器可以用模擬乘法器和低通濾波器來模擬,其模型如圖10-2所示。圖10-2正弦波鑒相器模型

令模擬乘法器的乘積系數(shù)為Km,單位為1/V,輸入信號(hào)θ1(t)與反饋信號(hào)θ2(t)經(jīng)過乘法作用后,有

經(jīng)過低通濾波器(LPF)濾除2ωo成分后,得到的誤差信號(hào)為

令

表示鑒相器的最大輸出電壓,因此正弦波鑒相器的鑒相特性函數(shù)為

2.環(huán)路濾波器

鑒相器輸出信號(hào)中包含有直流成分和各高階諧波成分。直流成分與相位誤差θe(t)成正比,是對(duì)環(huán)路進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)整所需要的信號(hào),而高頻成分則是不需要的信號(hào)。這些高頻信號(hào)通過環(huán)路濾波器來濾除,因此環(huán)路濾波器必須能讓低頻成分通過,同時(shí)阻止高頻信號(hào)通過,也就是說,它是一個(gè)低通濾波器。常用的環(huán)路濾波器有RC積分濾波器、無源比例積分濾波器和有源比例積分濾波器。

1)RC積分濾波器

RC積分濾波器如圖10-3(a)所示,其傳遞函數(shù)為

式中,τ1=RC是時(shí)間常數(shù)。濾波器的頻率特性為

做出對(duì)數(shù)頻率特性曲線,如圖10-3(b)所示。由其頻率特性曲線可以看出,它具有低通特性,且相位滯后。圖10-3RC積分濾波器原理圖及其對(duì)數(shù)頻率特性曲線

2)無源比例積分濾波器

無源比例積分濾波器如圖10-4(a)所示。圖10-4無源比例積分濾波器的原理圖及其對(duì)數(shù)頻率特性曲線

3)有源比例積分濾波器

有源比例積分濾波器如圖10-5(a)所示。圖10-5有源比例積分濾波器的原理圖及其對(duì)數(shù)頻率特性曲線

3.壓控振蕩器(VCO)

壓控振蕩器是一個(gè)電壓到頻率的轉(zhuǎn)換裝置,在鎖相環(huán)中作為被控的振蕩器。它的振蕩頻率會(huì)隨輸入控制電壓uc(t)線性變化,即

式中,ωV(t)是壓控振蕩器的瞬時(shí)角頻率;K0是控制靈敏度或稱增益系數(shù),單位是rad/s·V。

實(shí)際應(yīng)用的壓控振蕩器的控制特性在一個(gè)有限的線性范圍之內(nèi),超出這個(gè)線性范圍,控制靈敏度將會(huì)下降。圖10-6給出了壓控振蕩器的控制特性。圖10-6壓控振蕩器的控制特性曲線

因?yàn)閴嚎卣袷幤鞯妮敵霰环答伒借b相器上,對(duì)鑒相器輸出誤差電壓起到作用的不是頻率而是相位,因此,有

用傳遞函數(shù)表示為

10.2.2鎖相環(huán)的相位模型

圖10-1所示的鎖相環(huán)基本模型可以變換成相位模型,如圖10-7所示。圖10-7鎖相環(huán)的相位模型

根據(jù)圖10-7所示的相位模型,可以推出環(huán)路的動(dòng)態(tài)方程:

10.3鎖相環(huán)的主要專業(yè)術(shù)語

1.捕獲、鎖定與跟蹤的概念所謂捕獲,是指從輸入信號(hào)加到鎖相環(huán)輸入端開始,一直到環(huán)路達(dá)到鎖定的全過程。令輸入信號(hào)頻率為ωi、被控振蕩器的自由振蕩頻率為ωo,兩者之差為Δωo(≠0),則有鎖相環(huán)的鎖定是指鎖相環(huán)的輸出頻率等于輸入頻率,而輸出信號(hào)的相位跟隨輸入信號(hào)的變化而變化。

跟蹤是指環(huán)路鎖定后的狀態(tài),一旦鎖相環(huán)進(jìn)入鎖定狀態(tài),若輸入信號(hào)產(chǎn)生了相位的變化,環(huán)路就調(diào)整壓控振蕩器的控制電壓使得其輸出信號(hào)的相位跟隨輸入信號(hào)的相位變化,即保持恒定的穩(wěn)態(tài)相位差。這種狀態(tài)稱為跟蹤或同步狀態(tài)。

2.捕獲時(shí)間和穩(wěn)態(tài)相差

顧名思義,捕獲時(shí)間是指捕獲過程所需的時(shí)間。顯然它的大小不但與環(huán)路參數(shù)有關(guān),而且與起始狀態(tài)有關(guān)。

當(dāng)環(huán)路進(jìn)入同步狀態(tài)之后,環(huán)內(nèi)被控振蕩器的振蕩頻率已經(jīng)等于輸入信號(hào)的頻率,兩者之間只差一個(gè)固定的相位。這個(gè)相位差稱為穩(wěn)態(tài)相差。反過來說,若穩(wěn)態(tài)相差為一個(gè)常數(shù)或等于0,則說明環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。

3.相位捕獲和頻率捕獲

“相位捕獲”指在捕獲過程中,相位沒有經(jīng)過2π的周期跳躍就能進(jìn)入的鎖定狀態(tài),即捕獲過程小于一個(gè)2π周期的捕獲過程稱為相位捕獲,又稱快捕獲。

“頻率捕獲”指捕獲經(jīng)歷一個(gè)以上的頻率周期的捕獲過程。它意味著環(huán)路的輸入信號(hào)頻率與輸出信號(hào)頻率在開始捕獲前相差至少一個(gè)周期。

通過上述定義,可知一般來說,一個(gè)鎖相環(huán)從捕獲到鎖定都要經(jīng)歷從頻率捕獲到相位捕獲兩個(gè)過程。

4.捕獲帶和同步帶

捕獲帶是指保證環(huán)路必然進(jìn)入鎖定的最大固有頻差值。換句話說,也就是保證環(huán)路不出現(xiàn)穩(wěn)定的差拍狀態(tài)所允許的最大固有頻差值。

一旦環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài),系統(tǒng)就處于跟蹤狀態(tài)。隨著輸入信號(hào)的頻率和相位的變化,環(huán)路應(yīng)該始終能跟蹤其變化,但一旦輸入信號(hào)的頻率與被控壓控振蕩器的自由振蕩器頻率相差太多,環(huán)路就會(huì)失去跟蹤能力,這種狀態(tài)稱為“失鎖”。

同步帶是指系統(tǒng)保持同步的最大固有頻差值。

5.雜散

理想的頻率合成器應(yīng)該只有一個(gè)單一頻率以及其高次諧波。產(chǎn)生這些高次諧波的原因是因?yàn)楸菊裥盘?hào)并非理想的正弦信號(hào),會(huì)有諧波的成分。

6.時(shí)鐘抖動(dòng)

在時(shí)鐘恢復(fù)和很多時(shí)鐘產(chǎn)生的應(yīng)用場合,時(shí)鐘抖動(dòng)(clockjitter)是一個(gè)非常重要的性能指標(biāo)。抽象地講,時(shí)鐘是指時(shí)鐘周期的不確定性,如用時(shí)鐘周期隨時(shí)間變化的均方差(RMSerror)來衡量時(shí)鐘抖動(dòng)。時(shí)鐘抖動(dòng)與相位噪聲有著密切的關(guān)系,時(shí)鐘抖動(dòng)是時(shí)域的體現(xiàn),而相位噪聲是頻域的體現(xiàn)。具體有三種時(shí)鐘抖動(dòng)。

第一種是時(shí)鐘沿到沿抖動(dòng),即從一個(gè)觸發(fā)時(shí)鐘沿到一個(gè)相應(yīng)的響應(yīng)時(shí)鐘沿之間的時(shí)間方差(variance),稱為時(shí)間間隔誤差。

第二種是k周期抖動(dòng),即一個(gè)振蕩器k個(gè)周期的時(shí)間長度的方差,稱為周期抖動(dòng)。周期抖動(dòng)是振蕩器很多個(gè)周期長度和長期平均周期的差值的分布,因此周期抖動(dòng)反映了振蕩器的較長期時(shí)鐘抖動(dòng)特性。

第三種是相鄰周期抖動(dòng),即振蕩器相鄰的兩個(gè)周期之間的時(shí)間差值的方差。相鄰周期抖動(dòng)一般小于周期抖動(dòng),它反映短時(shí)間內(nèi)兩個(gè)周期之間的差值,是振蕩器抖動(dòng)的短期特性。

10.4電荷泵鎖相環(huán)10.4.1鑒頻鑒相器與電荷泵

電荷泵的基本原理圖如圖10-8所示,電荷泵受前級(jí)鑒頻鑒相器所輸出的UP與DN信號(hào)所控制,當(dāng)UP信號(hào)為高電平1,DN信號(hào)為低電平0時(shí),會(huì)控制電流流入環(huán)路濾波器。當(dāng)UP信號(hào)為0,DN信號(hào)為1時(shí),會(huì)控制電流從環(huán)路濾波器中流出。理想情況下,當(dāng)UP與DN信號(hào)同時(shí)為0時(shí),此時(shí)電荷泵所有開關(guān)斷開,控制電壓不變;當(dāng)UP與DN信號(hào)同時(shí)為1時(shí),原本流入環(huán)路濾波器中的電流將會(huì)直接流出,也不會(huì)改變控制電壓。

對(duì)周期信號(hào),可以設(shè)計(jì)一個(gè)電路,使得它既能檢測相位差又能檢測頻率差,這樣的電路稱為鑒頻鑒相器(PFD),如圖10-9所示。圖10-9PFD的工作原理圖

電路使用時(shí)序邏輯建立三個(gè)狀態(tài),并且響應(yīng)兩個(gè)輸入的上升沿或者下降沿。假設(shè)初始狀態(tài)為:UP=DN=0,則在ufr點(diǎn)的上升變化使得UP=1、DN=0。電路保持這個(gè)狀態(tài)一直到ufo點(diǎn)變?yōu)楦唠娖?此時(shí)UP變?yōu)?。ufo點(diǎn)的情況與ufr點(diǎn)的類似。鑒頻鑒相器的三種狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖如圖10-10所示。圖10-10-鑒頻鑒相器的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖

10.4.2電荷泵鎖相環(huán)的動(dòng)態(tài)特性

電荷泵鎖相環(huán)模型如圖10-11所示。圖10-11電荷泵鎖相環(huán)模型

10.4.3TypeⅠ和TypeⅡ型鎖相環(huán)

TypeⅠ和TypeⅡ型鎖相環(huán)的“型”是按照原點(diǎn)的極點(diǎn)個(gè)數(shù)來分的。TypeⅠ:原點(diǎn)處有一個(gè)極點(diǎn);TypeⅡ:原點(diǎn)處有兩個(gè)極點(diǎn)。

TypeⅠ閉環(huán)根軌跡圖如圖10-12所示,其閉環(huán)傳遞函數(shù)為

TypeⅡ閉環(huán)根軌跡圖如圖10-13所示,其閉環(huán)傳遞函數(shù)為圖10-12TypeⅠ型鎖相環(huán)的根軌跡圖圖10-13TypeⅡ型鎖相環(huán)的根軌跡圖

10.4.4TypeⅡ型鎖相環(huán)的非理想因素

1.“死區(qū)”現(xiàn)象

如果輸入相位差Δφ小于某個(gè)固定值φ0,PFD/CP/LPF總體的輸出電壓就不再是Δφ的函數(shù),如圖10-14所示。對(duì)于Δφ<φ0,電荷泵并沒有注入電流,所以環(huán)路增益將為0,輸出相位沒有鎖定。定義Δφ<φ0的Δφ區(qū)域?yàn)椤八绤^(qū)”?！八绤^(qū)”的影響表現(xiàn)為相位“抖動(dòng)”。圖10-14電荷泵電流的死區(qū)

2.鑒頻鑒相器輸出到電荷泵的時(shí)延不等

圖10-15(a)中,ufr和ufo在打開各自的開關(guān)時(shí)存在不同的延時(shí),其波形變化如圖10-15(b)所示。從圖可知,電荷泵向環(huán)路濾波器注入的凈電流跳到+IP以及-IP,即使環(huán)路是鎖定的,也對(duì)振蕩器控制電壓造成周期性的干擾。為了消除這個(gè)影響,可在DN支路上增加一個(gè)互補(bǔ)傳輸門,以使得延遲時(shí)間相等,如圖10-15(c)所示。圖10-15鑒頻鑒相器輸出到電荷泵的時(shí)延不等

3.電荷泵上/下電流不等

圖10-15(a)中的問題之二是V1和V2之間的電流產(chǎn)生了失配,如圖10-16(a)所示。即使上拉和下拉脈沖完全對(duì)齊,電荷泵產(chǎn)生的凈電流Iout也不為0,這使得在每個(gè)相位比較瞬間都增加一個(gè)固定值。為了保持環(huán)路穩(wěn)定,控制電壓的平均值必須保持不變,這時(shí)在輸入和輸出之間產(chǎn)生了相位誤差,使得電荷泵在每個(gè)周期注入的凈電流為0,如圖10-16(b)所示。圖10-16上拉和下拉電流失配的影響

4.電荷分配效應(yīng)

圖10-15(a)中的問題之三是來自V1和V2的漏端存在分布電容造成的電荷共享問題,即存在電荷分配效應(yīng)。假設(shè)開關(guān)S1和S2都斷開,如圖10-17(a)所示,則V1使得節(jié)點(diǎn)X放電到零電位,V2使Y節(jié)點(diǎn)充電到UDD。在下一個(gè)相位比較瞬間,開關(guān)S1和S2都導(dǎo)通,如圖10-17(b)所示,使得uX的電壓上升,uY的電壓下降。忽略兩個(gè)開關(guān)本身的電壓降,則有uX≈uY≈uout,如圖10-17(c)所示。圖10-17C、CX、CY點(diǎn)電容之間存在電荷共享

減小電荷共享的方法是“自舉”,如圖10-18所示。具體方法是在相位比較完成后,將uX和uY電位保持在uout。這樣,C、CX及CY之間就不會(huì)存在電荷共享情況了。圖10-18減小電荷分配效應(yīng)的方法

10.5頻率合成器10.5.1頻率合成器的技術(shù)指標(biāo)及原理1.技術(shù)指標(biāo)頻率合成器主要有以下五個(gè)技術(shù)指標(biāo)。1)頻率范圍頻率范圍指頻率合成器的工作頻率范圍。不同的通信標(biāo)準(zhǔn)有不同的需求。2)頻率精度指相鄰兩個(gè)輸出頻率之間的最小間隔。

3)頻率切換時(shí)間

指頻率合成器的輸出信號(hào)從一個(gè)頻率切換到另一個(gè)頻率時(shí),輸出重新達(dá)到穩(wěn)定所需的時(shí)間。

4)頻率準(zhǔn)確度

指頻率合成器的實(shí)際輸出頻率f與標(biāo)稱輸出頻率f0之間的偏差,也稱為頻率誤差。描述頻率準(zhǔn)確度的指標(biāo)有兩個(gè):絕對(duì)準(zhǔn)確度和相對(duì)準(zhǔn)確度。Δf=f-f0稱為絕對(duì)準(zhǔn)確度,Δf/f0=(

f-f0)/f0稱為相對(duì)準(zhǔn)確度。

5)頻率穩(wěn)定度

指在一定時(shí)間間隔內(nèi),頻率準(zhǔn)確度的變化,實(shí)際上是指“頻率不穩(wěn)定度”。它分為三種:長期頻率穩(wěn)定度、短期頻率穩(wěn)定度和瞬時(shí)頻率穩(wěn)定度。

長期頻率穩(wěn)定度一般指一天以上乃至幾個(gè)月內(nèi)振蕩器頻率的相對(duì)變化量,它主要取決于有源器件、電路元件的老化特性。

短期頻率穩(wěn)定度一般指一天以內(nèi)振蕩頻率的相對(duì)變化量,它主要與溫度、電源電壓變化和電路參數(shù)的不穩(wěn)定性等因素有關(guān)。

瞬時(shí)頻率穩(wěn)定度是指一秒或一毫秒內(nèi)振蕩頻率的相對(duì)變化量,這是一種隨機(jī)的變化。

2.原理

應(yīng)用鎖相環(huán)的頻率合成方法稱為間接頻率合成。它是應(yīng)用最為廣泛的一種頻率合成方法,如圖10-19所示。圖10-19鎖相環(huán)頻率合成原理

在環(huán)路鎖定時(shí),鑒相器中兩個(gè)輸入的頻率相同,即

其中,fd是經(jīng)過N次分頻后得到的頻率。設(shè)fo是VCO輸出頻率,則有

則輸出頻率為

10.5.2變模分頻頻率合成器

在圖10-19中,VCO輸出頻率直接加到可編程分頻器上。由于可編程分頻器的上限頻率受到工藝的限制而做不高,因此采用在可編程分頻器之前加前置分頻器的方法來解決這一限制,如圖10-20所示。這種方法雖然提高了工作頻率,但輸出頻率只能以增量Vfr變化。為了獲得原來的分辨力,參考頻率必須降為fr/V,使得頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間延長到原來的V倍,但犧牲了轉(zhuǎn)換時(shí)間。解決這個(gè)問題的辦法是采用變模分頻器技術(shù)(也叫吞脈沖技術(shù))。圖10-21給出了一個(gè)雙模分頻鎖相環(huán)頻率合成器原理圖。圖10-20采用前置分頻器的頻率合成器原理圖

在圖10-21中,整個(gè)系統(tǒng)包含一個(gè)雙模預(yù)分頻器和兩個(gè)可編程計(jì)數(shù)器。雙模預(yù)分頻器對(duì)VCO的輸出信號(hào)進(jìn)行分頻,其分頻比在N和N+1之間選擇。工作原理是:首先,雙模預(yù)分頻器對(duì)VCO輸出信號(hào)進(jìn)行N+1分頻,S(吞脈沖)計(jì)數(shù)器對(duì)雙模預(yù)分頻器的輸出脈沖進(jìn)行計(jì)數(shù),當(dāng)計(jì)數(shù)達(dá)到預(yù)置的S值時(shí),它將雙模預(yù)分頻器的分頻比改為N。與此同時(shí),P計(jì)數(shù)器也對(duì)預(yù)分頻器的輸出脈沖進(jìn)行計(jì)數(shù),當(dāng)計(jì)數(shù)值達(dá)到P值時(shí),它將其本身和S計(jì)數(shù)器復(fù)位,同時(shí)將雙模預(yù)分頻器的分頻比重新調(diào)整為N+1,然后重復(fù)上述過程。由P計(jì)數(shù)器、S計(jì)數(shù)器和雙模預(yù)分頻器組成的模塊的分頻比為圖10-21雙模分頻合成器原理圖

式(10.5.4)的限定條件是:

(1)K要覆蓋所有可能的整數(shù)值;

(2)S在0~N-1的區(qū)間內(nèi)必須連續(xù)可變;

(3)P必須大于S;(4)K的最小值為K=N2。

10.5.3多環(huán)頻率合成器

用高參考頻率并獲得高頻率分辨力的一種可能的方法是,在鎖相環(huán)的輸出端再進(jìn)行分頻,如圖10-22所示。VCO輸出頻率經(jīng)過M次分頻后為

式中,M為后置分頻器的分頻比;N為可編程分頻比。頻率分辨力為fr/M,因此只要M的值足夠大,就可以得到很高的分辨力。圖10-22后置分頻鎖相環(huán)頻率合成器原理圖

多環(huán)頻率合成器采用多個(gè)鎖相環(huán),包括高位鎖相環(huán)和低位鎖相環(huán)等。其中,高位鎖相環(huán)提供頻率分辨力相對(duì)較差但較高頻率的輸出,低位鎖相環(huán)提供高頻率分辨力的較低頻率的輸出,然后用一個(gè)鎖相環(huán)將兩個(gè)模塊輸出加在一起構(gòu)成一個(gè)具有工作頻率高、頻率分辨力高且轉(zhuǎn)換頻率高的綜合型鎖相環(huán)頻率合成器,如圖10-23所示。

合成器的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間由A、B、C三個(gè)環(huán)共同確定。頻率合成器的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間的經(jīng)驗(yàn)公式為圖10-23三環(huán)鎖相頻率合成器原理圖

10.5.4小數(shù)分頻頻率合成器

研究可知,整數(shù)型頻率合成器由于采用整數(shù)分頻,環(huán)路帶寬受到信道間隔的限制,無法滿足系統(tǒng)對(duì)寬環(huán)路帶寬的要求。小數(shù)分頻頻率合成器就是為了解決這個(gè)問題而誕生的。它允許頻率合成器使用較高的晶振頻率和寬的環(huán)路帶寬來實(shí)現(xiàn)窄信道間隔。同時(shí)寬的環(huán)路帶寬可以提高環(huán)路的動(dòng)態(tài)特性。

小數(shù)分頻頻率合成器是基于小數(shù)分頻原理產(chǎn)生的,它強(qiáng)調(diào)“平均”的概念,雖然數(shù)字分頻器無法直接實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻,但是,如果讓數(shù)字分頻器的分頻數(shù)隨時(shí)間發(fā)生變化,則平均來看,就能實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻。圖10-24給出了小數(shù)分頻頻率合成器的原理圖,其環(huán)路與整數(shù)頻率合成器是一樣的,不同的是分頻器的分頻系數(shù)是在N和N+1之間切換,切換與否由一個(gè)累加器的進(jìn)位信號(hào)來控制。

控制原理是:如果累加器的進(jìn)位信號(hào)為高電平,則分頻器的分頻比為N+1,否則為N。累加器的時(shí)間頻率為輸入?yún)⒖夹盘?hào)頻率fr,在每一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi),累加器的輸出增加K(K為輸入信號(hào),它也是一個(gè)二進(jìn)制信號(hào),位數(shù)與累加器運(yùn)算位數(shù)相同)。令累加器的位數(shù)為k,則在2k周期內(nèi),發(fā)生溢出的周期數(shù)為K,所以平均起來,分頻器的分頻比為圖10-24小數(shù)頻率合成器的基本原理圖

10.5.5直接數(shù)字頻率合成器

頻率合成器的一種特別敏捷的類型就是直接數(shù)字頻率合成器(directdigitalfrequencysynthesis,DDFS),如圖10-25所示。它包括一個(gè)累加器(ACC)、一個(gè)只讀存儲(chǔ)器(ROM)實(shí)現(xiàn)的查找表和一個(gè)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)。累加器接收一個(gè)頻率命令信號(hào)finc作為輸入,然后在每一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)以這個(gè)數(shù)值增加它的輸出。輸出信號(hào)就這樣線性地增加直到溢出并重新開始下一個(gè)循環(huán),所以輸出就是一個(gè)鋸齒形的信號(hào)。相位是頻率的積分,一種有用的理解是累加器類似于頻率輸入命令的積分,而輸出的鋸齒波頻率就是時(shí)鐘頻率、累加器字長和輸入命令的函數(shù)。圖10-25直接數(shù)字頻率合成器原理圖

DDFS的優(yōu)點(diǎn):

(1)沒有VCO和模擬電路;

(2)頻率步長精度高;

(3)頻率切換速度快;

(4)可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的直接調(diào)制。

DDFS可以作為雙環(huán)路頻率合成器的低頻頻率合成器。

10.6S波段頻率合成器設(shè)計(jì)實(shí)例

10.6.1設(shè)計(jì)指標(biāo)此處所設(shè)計(jì)的頻率合成器所使用的工藝為0.18μmCMOSRF工藝,所涉及的電路都基于該工藝。表10.1為所設(shè)計(jì)頻率合成器的指標(biāo)。

10.6.2鑒頻鑒相器設(shè)計(jì)

圖10-26為頻率合成器所使用的鑒頻鑒相器原理圖。該鑒頻鑒相器使用0.18μm數(shù)字工藝庫中的D觸發(fā)器、與非門及反相器。頻率合成器所要求的輸入頻率為50~100MHz,該數(shù)字庫中的元器件完全能夠在該頻率下正常工作。圖10-26鑒頻鑒相器

10.6.3電荷泵設(shè)計(jì)

研究發(fā)現(xiàn)電荷泵的非理想因素中電流失配對(duì)鎖相環(huán)的影響最為嚴(yán)重。

考察圖10-27(a),由于PMOS由低電平開啟,為此UP信號(hào)需要做反向處理。MOS管VP1與VN1為開關(guān)管,控制電荷泵的充放電。VN2與VP2為偏置管,偏置電壓BIAS控制VN2使電荷泵放電電流達(dá)到預(yù)設(shè)值,而VP2管決定充電電流的大小。這四個(gè)管子共同組成了電荷泵的主支路。此外該電荷泵中存在一條管子尺寸與主支路對(duì)應(yīng)位置完全相同的副支路,這個(gè)副支路開關(guān)管始終保持打開狀態(tài)。這樣通過電流鏡對(duì)該支路的電流復(fù)制,通過VP2管使電荷泵充電電流達(dá)到預(yù)設(shè)值。

列出兩種MOS管的電流方程:圖10-27傳統(tǒng)電荷泵及其輸出特性

基于上述情況,相關(guān)文獻(xiàn)利用運(yùn)算放大器的特性構(gòu)建改進(jìn)型電荷泵來解決電流不匹配的問題?？疾?0-28(a),該電荷泵仍然由對(duì)應(yīng)位置尺寸完全一樣的主電流支路和副電流支路組構(gòu)成。圖10-28改進(jìn)型傳統(tǒng)電荷泵

對(duì)于電荷泵來說,輸入輸出電流的匹配越高越好,同時(shí)在此基礎(chǔ)上還要有較寬的電壓輸出范圍及恒定的輸出電流,許多文獻(xiàn)中對(duì)電荷泵的匹配度的改良往往是靠犧牲電壓輸出范圍得到的,或者付出了輸出電流不夠恒定的代價(jià)。

此處我們?cè)O(shè)計(jì)了一種新型的電荷泵,如圖10-29所示。圖10-29一種新型電荷泵

10.6.4壓控振蕩器設(shè)計(jì)

壓控振蕩器(VCO)在鎖相環(huán)中是一個(gè)至關(guān)重要的模塊,同時(shí)也是鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)中難度較大的一個(gè)模塊,這是因?yàn)樗苯記Q定了鎖相環(huán)式頻率合成器的輸出頻率范圍及相位噪聲。

1.負(fù)阻管結(jié)構(gòu)的選擇

在LC壓控振蕩器的設(shè)計(jì)中,需要確定負(fù)阻的結(jié)構(gòu),負(fù)阻通常有PMOS型結(jié)構(gòu)、NMOS型結(jié)構(gòu)和同時(shí)使用NMOS管和PMOS管組成的交叉互補(bǔ)型負(fù)阻結(jié)構(gòu)。

2.調(diào)諧范圍的拓展

根據(jù)給定的技術(shù)指標(biāo),要求壓控振蕩器的輸出范圍為2~4GHz。這是一個(gè)非常寬的調(diào)諧范圍振蕩器。

考慮到頻率范圍太寬,若只靠可變電容作為調(diào)諧手段很難實(shí)現(xiàn)所需的寬調(diào)諧范圍。另外,可變電容的電容值變化范圍太寬,則壓控振蕩器的壓控靈敏度K0要求很大。隨著數(shù)字調(diào)諧技術(shù)的出現(xiàn),這個(gè)難題得到解決,如圖10-30所示,其基本工作原理是:通過開關(guān)電容陣列將比較寬的調(diào)諧范圍分解成數(shù)個(gè)比較小的調(diào)諧范圍的疊加,即寬頻帶被分解成數(shù)個(gè)窄頻帶。問題的關(guān)鍵是,設(shè)計(jì)開關(guān)電容陣列時(shí)必須保證頻帶的連續(xù)性,通常要求相鄰的頻帶之間有一定的覆蓋范圍。開關(guān)電容陣列通過數(shù)字控制,從而選擇出需要的頻帶。圖10-30使用電容陣列的VCO

本壓控振蕩器的設(shè)計(jì)將輸出頻帶分成了16個(gè)子頻帶,開關(guān)電容陣列內(nèi)的電容通過4位數(shù)字控制,如圖10-31所示。該壓控振蕩器所采用的開關(guān)電容陣列,當(dāng)數(shù)字控制位從0000遞增到1111時(shí),開關(guān)電容陣列的輸出電容從0增加到15C0,且每次增加1C0。圖10-314比特電容陣列

3.反饋尾流源陣列

基本工作原理為:對(duì)于帶有開關(guān)陣列的壓控振蕩器來說,每一個(gè)頻帶對(duì)應(yīng)一個(gè)開關(guān)電容陣列值,也對(duì)應(yīng)了一個(gè)尾電流源。傳統(tǒng)的尾電流源其值為固定值,即尾電流源并沒有工作在最優(yōu)狀態(tài)。圖10-32所示為尾電流控制單元,通過多個(gè)尾電流源的組合,可以使得每個(gè)頻帶工作在最適合的電流下。圖中V1管為偏置管,V2管、V3管為開關(guān)管,V2管的另一端偏置電壓受控制電壓SWA控制。當(dāng)控制電壓為低時(shí),該電流源不工作;當(dāng)控制電壓為高時(shí),電流源工作。通過開關(guān)控制一組尾電流源控制單元而獲得所需要的尾電流成為該尾電流源陣列的關(guān)鍵。圖10-32尾流源控制單元

本例所使用的壓控振蕩器的整體結(jié)構(gòu)如圖10-33所示,該結(jié)構(gòu)包括了互補(bǔ)交叉結(jié)構(gòu)的負(fù)電阻,由開關(guān)陣列、電感、可變電容組成的諧振回路,輸出驅(qū)動(dòng),帶反饋的尾電流源及4個(gè)尾電流源控制單元組成的尾電流陣列。圖10-33VCO整體結(jié)構(gòu)

4.VCO電路圖

圖10-34所示電路為本設(shè)計(jì)的壓控振蕩器完整電路,它包括了諧振回路、負(fù)阻管、尾電流源陣列及開關(guān)電容陣列。

10.6.5分頻器設(shè)計(jì)

在鎖相環(huán)型的頻率合成器中,可編程分頻器工作在反饋回路上,可通過改變分頻器的分頻比的方式改變頻率合成器輸出頻率,獲得所需要的相關(guān)頻率。分頻器的工作頻率通常比較高,即VCO的輸出頻率。

1.電流模邏輯

對(duì)于高速的壓控振蕩器的輸出信號(hào)來說,常規(guī)的觸發(fā)器無法使用。基于電流模邏輯的觸發(fā)器及基于真單向時(shí)鐘(TSPC)的觸發(fā)器是常用的高速結(jié)構(gòu)。CML電路雖然有較快的速度,但同時(shí)也引入了一些問題,如較大的面積、復(fù)雜的電路設(shè)計(jì)等。圖10-35(a)為基本的電流模邏輯結(jié)構(gòu),主要包含了上拉電阻R、邏輯控制、尾電流源三部分。圖10-35電流模邏輯反相器

圖10-35中,電阻R主要配合尾電流源共同決定輸出電壓擺幅、電路的工作頻率,其次,由差分對(duì)管組成的邏輯開關(guān)實(shí)現(xiàn)需要的電路功能。該結(jié)構(gòu)的工作狀態(tài)如圖10-35(b)所示,其輸入為差分信號(hào),當(dāng)V1管完全導(dǎo)通、V2管完全截止時(shí),Uoutp(t)=UDD-IR,Uoutn=UDD,由于電路輸出端存在寄生電容和下一級(jí)產(chǎn)生的負(fù)載電容CL,電路輸出拉高時(shí)需要一定的時(shí)間τ對(duì)電容CL充電,或者電路輸出拉低時(shí)電容CL對(duì)節(jié)點(diǎn)Uoutn放電,用數(shù)學(xué)公式表示如下:

2.兩種常用的可編程分頻器

此處介紹兩種常用的可編程分頻器:一種為脈沖吞咽式分頻器;另一種為基于除2/除3單元的分頻器,主要針對(duì)除2/除3單元的結(jié)構(gòu)、工作原理及整個(gè)分頻器的結(jié)構(gòu)及工作原理進(jìn)行分析。

圖10-36給出了由N-1/N雙模預(yù)分頻器、P計(jì)數(shù)器及S計(jì)數(shù)器所構(gòu)成的脈沖吞咽式計(jì)數(shù)器。P計(jì)數(shù)器為可編程計(jì)數(shù)器,S計(jì)數(shù)器為吞脈沖計(jì)數(shù)器。當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)輸入N-1/N雙模預(yù)分頻器后,時(shí)鐘信號(hào)會(huì)被N分頻,進(jìn)而輸入到P計(jì)數(shù)器和S計(jì)數(shù)器中。其中P計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)個(gè)數(shù)P與S計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)個(gè)數(shù)S均由數(shù)字信號(hào)控制,P計(jì)數(shù)器和S計(jì)數(shù)器可以是加計(jì)數(shù)器,也可以是減計(jì)數(shù)器。

當(dāng)S計(jì)數(shù)器加數(shù)計(jì)滿或減計(jì)數(shù)到0以后,便會(huì)產(chǎn)生控制信號(hào)M,使雙模分頻器進(jìn)行N-1分頻。此時(shí)P計(jì)數(shù)器仍然在計(jì)數(shù),再經(jīng)過P-S個(gè)周期,計(jì)數(shù)達(dá)到P或者減為0,P計(jì)數(shù)器將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)復(fù)位信號(hào)復(fù)位P計(jì)數(shù)器和S計(jì)數(shù)器。由此可得分頻比:

從式(10.6.4)可以看出,若S<N-2,則分頻比Ntot將無法連續(xù)且P>S。圖10-36脈沖吞咽式分頻器

圖10-37給出了由除2/除3單元級(jí)聯(lián)所構(gòu)成的分頻器。該分頻器的除2/除3分頻器單元結(jié)構(gòu)相同,上一級(jí)單元的輸出頻率Fout接到下一級(jí)單元的輸入Fin,而下一級(jí)單元產(chǎn)生的控制信號(hào)Mode_out反饋給上一級(jí)單元的Mode_in,即它的反饋僅發(fā)生于相鄰的兩個(gè)單元之間。當(dāng)輸入Mode_in的信號(hào)為低電平時(shí),該除2/除3單元對(duì)輸入的頻率只進(jìn)行二分頻,數(shù)字控制輸入端P無論是高電平還是低電平,都對(duì)該單元的分頻無影響。

當(dāng)Mode_in圖10-37除2/除3單元級(jí)聯(lián)的分頻器輸入為高電平信號(hào)、數(shù)字控制輸入端P輸入為高電平時(shí),該除2/除3單元對(duì)輸入的信號(hào)進(jìn)行三分頻。當(dāng)Mode_in輸入為高電平、數(shù)字控制輸入端P輸入為低電平時(shí),該除2/除3單元仍只進(jìn)行二分頻。無論P(yáng)為高電平還是低電平,除2/除3單元的控制輸出端Mode_out只輸出一個(gè)輸入頻率周期的高電平,即當(dāng)n級(jí)該單元級(jí)聯(lián)時(shí),在總的分頻周期內(nèi),每一級(jí)至多只存在一次三分頻,所以時(shí)鐘總分頻比為

圖10-37除2/除3單元級(jí)聯(lián)的分頻器

由式(10.6.5)可知,整個(gè)分頻器的分頻比Ntot的分頻范圍十分有限,其最小值為2n(所有數(shù)字控制端P輸入低電平),最大值為2n+1-1(所有數(shù)字輸入端P輸入高電平)。而本設(shè)計(jì)所需要的分頻器的分頻范圍為20~80,該分頻器的分頻范圍遠(yuǎn)遠(yuǎn)無法達(dá)到。但通過分頻比拓展技術(shù),可以將該分頻器的分頻范圍最大限度地拓寬,如圖10-38所示。圖10-38除2/除3級(jí)聯(lián)分頻器的分頻范圍拓展方法

圖10-39所示為除2/除3分頻器的電路圖,它由4個(gè)D觸發(fā)器和3個(gè)與門組成。圖10-39除2/除3分頻器電路

3.本例采用的分頻器

將圖10-38所示分頻器作為本例頻率合成器所使用的分頻器,該結(jié)構(gòu)通過與門、或門及反相器組成的數(shù)字控制單元拓展了分頻器的分頻范圍,其分頻范圍為16~127,且能夠正常工作于4GHz的頻率下。分頻比調(diào)節(jié)方法如下:當(dāng)P5P6為00時(shí),

當(dāng)P5P6為01時(shí),

當(dāng)P6為1時(shí),

該分頻器在4GHz頻率下實(shí)現(xiàn)40分頻,此時(shí),數(shù)字控制端的輸入為0101000。

圖10-40所示為該分頻器使用CML結(jié)構(gòu)所組成的D觸發(fā)器電路圖。圖10-40CMLD觸發(fā)