1、TV電源原理 品質(zhì)工程部 FEB-22-05,LCD TV電源介紹,因液晶屏本身沒有發(fā)光功能，這就需要在液晶屏后加一個(gè)照明系統(tǒng)，該背光照明系統(tǒng)由發(fā)光部件、能使光線均勻照射在液晶表示面的導(dǎo)光板和驅(qū)動(dòng)發(fā)光部件的電源構(gòu)成?，F(xiàn)在發(fā)光部件的主流為被稱作冷陰極管的螢光管。其發(fā)光原理與室內(nèi)照明用的熱陰管類似，但不需象熱陰管那樣先預(yù)熱燈絲，它在較低溫狀態(tài)就能點(diǎn)亮，因此叫冷陰極管。但要驅(qū)動(dòng)這種冷陰極管需要能輸出10001500V交流電壓的特殊電源。 由于一般市用電網(wǎng)提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流電壓，而顯示器（不論是早期的CRT管，還是新興的LCD顯示器，乃至LCDTV）的大部分電路是工作

2、在低壓的條件下，所以需要在顯示器上專門配有電源電路。其作用就是將市電的交流電壓轉(zhuǎn)換成為12V的直流電壓輸出，從而向顯示器供電。由于顯示器內(nèi)部的主板上還有DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器以獲得8V/5V/3.3V/2.5V電壓，所以電源輸出的12V的直流電壓就能滿足顯示器工作的要求。鑒于此，要實(shí)現(xiàn)這一特殊的電源，就要從12V直流電壓轉(zhuǎn)換到10001500V交流電壓，這就是Inverter。而從交流電壓轉(zhuǎn)換到12V直流電壓的即為Adapter。 早期，冠捷電子采用Adapter和Inverter分開的方式實(shí)現(xiàn)對(duì)顯示器的供電。Adapter采用的PWM IC為UC3842或UC3843、Inverter采用的P

3、WM IC為TL1451。后來，出于Cost down的考慮，采用Adapter和Inverter一體化的方案，Adapter部分采用的PWM IC為SG6841、Inverter部分采用的PWM IC為TL1451。隨著燈管的增加及所需的功率不斷增加，Inverter部分回路的設(shè)計(jì)方案得到轉(zhuǎn)變，由原來的Royer回路變?yōu)槿珮蚴交芈?，為此?yīng)用到OZ960IC。,第一講、開關(guān)電源的基本工作原理,開關(guān)電源是利用時(shí)間比率控制（Time Ratio Control,縮寫為TRC）的方法來控制穩(wěn)壓輸出的。按TRC控制原理，有以下三種方式： 脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation,縮寫

4、為PWM）。開關(guān)周期恒定，通過改變脈沖寬度來 改變占空比的方式。 脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）導(dǎo)通脈沖寬度 恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。,3）混合調(diào)制導(dǎo)通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式， 它是以上二種方式的混合。 在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計(jì)采用的就是脈寬調(diào)制型（PWM）開關(guān)穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見右圖。,對(duì)于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計(jì)算，即 Uo=UmT1/T 式中U

5、m 矩形脈沖最大電壓值； T 矩形脈沖周期； T1 矩形脈沖寬度。,脈寬調(diào)制型,從上式可以看出，當(dāng)Um與T不變時(shí)，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們?cè)O(shè)法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。,此外，為因應(yīng)各種不同的輸出功率，開關(guān)電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（Full Bridge）、半橋式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓?fù)洌═opology）結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開關(guān)電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20100，可以同時(shí)輸出不同的電壓，且

6、有較好的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛其典型的電路如圖所示。,圖1-1 反激式開關(guān)電源典型電路結(jié)構(gòu),藉由PWM IC控制開關(guān)管的導(dǎo)通與否，配合次級(jí)側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲(chǔ)存于在變壓器的能量傳遞給次級(jí)側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個(gè)方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷?。此外改變變壓器初、次?jí)的圈數(shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開關(guān)電源的核心，它通過取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時(shí)間比例即占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。,由于高頻變壓器的磁芯只有一個(gè)輸出端，而MOS開關(guān)功

7、率管導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)整流二極管截止，電能就儲(chǔ)存在高頻變壓器的初級(jí)電感線圈中；當(dāng)MOS功率管關(guān)斷時(shí)整流二極管導(dǎo)通，初級(jí)線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過次級(jí)整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。,開關(guān)電源雖然具有許多優(yōu)點(diǎn)并得到廣泛的應(yīng)用，但由于它具有嚴(yán)重的射頻干擾,在線性電路中的應(yīng)用一直受到很大的限制。開關(guān)電源是把工頻交流整流為直流后，再通過開關(guān)變?yōu)楦哳l交流，其后再整流為穩(wěn)定直流的一種電源，這樣就有工頻電源的整流波形畸變產(chǎn)生的噪聲與開關(guān)波形產(chǎn)生的噪聲。在輸入側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為傳導(dǎo)噪聲和輻射噪聲，在輸出側(cè)泄露出去就表現(xiàn)為紋波。同時(shí)外部噪聲會(huì)進(jìn)到電子設(shè)備中，而供給負(fù)載的電源噪聲也會(huì)泄露到外部。若電源線中有

8、噪聲電流通過，電源線就相當(dāng)于天線向空中輻射噪聲。而這些噪聲都會(huì)影響設(shè)備的正常工作。要想使其得到更廣泛的應(yīng)用，滿足電磁兼容性的有關(guān)指標(biāo)，就需要有效地抑制開關(guān)電源的干擾。 雜訊干擾的途徑有兩種：傳導(dǎo)干擾與輻射干擾。以下分別對(duì)兩種干擾的特性與抑制方法做一介紹。 1.1 傳導(dǎo)干擾及其抑制措施 從導(dǎo)線傳入的干擾稱為傳導(dǎo)干擾，其干擾能量通過導(dǎo)電體進(jìn)行傳播，開關(guān)電源的輸入、輸出引線都是傳導(dǎo)干擾的媒介。 開關(guān)電源產(chǎn)生的干擾會(huì)沿電源引線進(jìn)入電網(wǎng)，污染電網(wǎng)，使同一電網(wǎng)的電子設(shè)備受到干擾。同時(shí)電源的輸出線還將把干擾噪聲傳遞給負(fù)載，使作為電源負(fù)載的電子設(shè)備直接受到干擾，當(dāng)這種干擾幅度若大到一定程度，會(huì)影響線性電路和一

9、些小信號(hào)電路的正常工作。 由于傳導(dǎo)干擾主要是通過輸入輸出引線進(jìn)行傳播，因而相對(duì)來說傳導(dǎo)干擾的抑制要容易些，主要方法是加接輸入輸出濾波器 。 在開關(guān)電源的輸入側(cè)要介入電容與電感構(gòu)成的濾波器，用于抑制交流電源產(chǎn)生的EMI，而該濾波器也稱為電磁兼容（EMI）濾波器。其電路如圖2-1所示。,圖2-1輸入端抑制傳導(dǎo)干擾電路（EMI）,第一節(jié) 開關(guān)電源的干擾特性及其抑制措施,該濾波器是一典型的低通濾波器，使開關(guān)電源產(chǎn)生的一些高頻脈沖干擾經(jīng)過它后得到極大的衰減，能較好的濾除來源于電網(wǎng)或者傳入電網(wǎng)的干擾，使其符合FCC、CE、VDE等標(biāo)準(zhǔn)。 圖中L901、L902為共模扼流圈，它是繞在同一磁環(huán)上的兩只獨(dú)立的線

10、圈，圈數(shù)相同，繞向相反，在磁環(huán)中產(chǎn)生的磁通相互抵消，磁芯不會(huì)飽和，主要抑制共模干擾，感值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳。這樣繞制的濾波電感抑制共模干擾的性能大大提高。L901、 L902分別選擇感值為2.0mH和15mH的共模扼流圈。 C901、C902為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的干擾。電容值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈好，在這里選用102PF/250V。 C903、C904為差模電容，主要抑制共模干擾，即抑制火線和零線之間的干擾。電容值愈大對(duì)低頻干擾抑制效果愈佳，在這里選用0.47uF/300V。有時(shí)為了降低成本也可將C904省去。 圖中CN901為插座，接電網(wǎng)電壓。F9

11、01為保險(xiǎn)絲，電路中采用了規(guī)格為2A/250V的保險(xiǎn)絲，它在高壓時(shí)熔斷，可防止設(shè)備在突發(fā)的高壓時(shí)引起的破壞。NR901為負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻，開機(jī)瞬間溫度低，阻抗大，防止電流對(duì)回路的浪涌沖擊。常溫下其規(guī)格為5A/5。R901、R902對(duì)抗干擾電容起泄放作用，可于關(guān)機(jī)后迅速消耗掉C903儲(chǔ)存的電能，防止帶電損耗元件。它們的規(guī)格都為1M，一般采用金屬釉材料。,圖1-2輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路,輸出端的干擾抑制，主要也是靠高頻濾波器，電路圖如下所示： 濾波電感由于工作在直流大電流狀態(tài)下，磁芯在較大的磁場(chǎng)強(qiáng)度下工作，容易包含，一旦飽和，電感即失去濾波作用。因此必須采用飽和磁場(chǎng)強(qiáng)度很大的恒磁心，如鐵鎳鉬磁粉

12、芯等金屬磁芯。2 由于輸出干擾的頻譜相當(dāng)豐富，從幾十赫茲到幾十兆赫茲均含分量。由于在高頻的情況下，濾波電容等效由純電容（C）、等效串聯(lián)電阻（RES） 和等效串聯(lián)電感（LES）構(gòu)成的串聯(lián)電路。在工作頻率f超過電容器的自諧振頻率fr時(shí)，電容器就起到電感的作用。,1.2 輻射干擾及其抑制措施 從空間傳入的干擾稱為輻射干擾，一般是指耦合干擾，即干擾能量通過空間介質(zhì)進(jìn)行近場(chǎng)感應(yīng)。由于開關(guān)電源一般工作在低壓大電流情況下，因而磁場(chǎng)干擾大于電場(chǎng)干擾。主要由開關(guān)變壓器的漏感、開關(guān)功率管在開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)的大電流脈沖、開關(guān)二極管反向恢復(fù)的硬特性等引起。 輻射干擾的抑制主要靠屏蔽。對(duì)電場(chǎng)可采用導(dǎo)電良好的材料，而磁場(chǎng)屏蔽則

13、應(yīng)采用導(dǎo)磁率較高的材料。在本文中就不作詳細(xì)論述。 抑制干擾最有效的方法，是盡量減少干擾源的干擾能量。對(duì)開關(guān)電源變壓器要減少其漏感，并選擇開關(guān)參數(shù)優(yōu)良的晶體管和軟恢復(fù)的開關(guān)二極管。,值大的濾波電容對(duì)低頻干擾比較敏感，相反，值小的濾波電容吸收高頻干擾的效果比較好。因此不能光采用大電解電容濾波C923，還必須加接自諧振頻率很高的電容器C924。 此外，輸出干擾的幅度還與PCB板的布線有很大關(guān)系，不合理的布線往往會(huì)使干擾幅度大幾倍，尤其是接地點(diǎn)的安排特別重要。,2.1 PWM控制器SG6841簡(jiǎn)介 目前，開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（如UC3842、U

14、C3843），但由于新產(chǎn)品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴(yán)苛的趨勢(shì)下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function為環(huán)保功能的意思，亦稱之為Blue Angel，其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當(dāng)負(fù)載沒有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應(yīng)時(shí)，電路消耗功率必需小于1W以下。SG6841是由System General崇貿(mào)科技開發(fā)的一款高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DCDC變換器應(yīng)用而設(shè)計(jì)。它屬于電流型單端PWM調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡(jiǎn)單、安裝調(diào)試簡(jiǎn)便、性能優(yōu)良、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)，可精確地控制占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁

15、有低待機(jī)功耗和眾多保護(hù)功能，所以，為設(shè)計(jì)人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實(shí)際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有下列性能特點(diǎn)：,第二節(jié) 脈寬調(diào)制控制器SG6841,在無負(fù)載和低負(fù)載時(shí)時(shí)， PWM的頻率會(huì)線性降低進(jìn)入待機(jī)模式以實(shí)現(xiàn)低功耗，同時(shí)提供穩(wěn)定的輸出電壓。 由于采用BiCMOS，啟動(dòng)電流和正常工作電流減少到30A和3mA，因此可大大提高電源的轉(zhuǎn)換效率。 SG6841是固定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過一個(gè)外接電阻來決定，改變電阻值可輕易改變頻率。 內(nèi)建同步斜率補(bǔ)償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。 內(nèi)建電壓補(bǔ)償電路可在一個(gè)較大的AC輸入范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)功率限

16、制控制，并提供過載、短路保護(hù)功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠。 可通過外接一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)，也可利用該功能實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)。 具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實(shí)現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。,常見的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝，其各引腳功能分別如下所示： GND：接地。 FB：反饋電壓輸入端。用于提供PWM調(diào)節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。 Vin：?jiǎn)?dòng)電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個(gè)啟動(dòng)電壓。 RI：參考設(shè)置端。通過連接一個(gè)電阻接地來為SG6841提供一個(gè)恒定的電流，

17、改變電阻阻值將改變PWM的頻率。 RT：溫度保護(hù)端。該端輸出一個(gè)恒定的電流。在該端接一NTCR接地來傳感溫度，當(dāng)該端電壓下降到一定值時(shí)會(huì)啟動(dòng)過溫保護(hù)。在本設(shè)計(jì)中，該功能被用于高壓保護(hù)。 Sense：電流傳感端。當(dāng)該端電壓達(dá)到一個(gè)閾值時(shí)芯片會(huì)停止輸出,從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。 VDD：電源供電端。 Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管。,振蕩器 SG6841的PWM頻率范圍為50KHz100KHz。RI端通過連接一個(gè)電阻Ri接地來為SG6841提供一個(gè)恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。,2.2 SG6841內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理,圖2-1 SG6841內(nèi)部框圖

18、,在本設(shè)計(jì)中，取Ri24k，SG6841的PWM頻率為70.42kHz。,2）欠壓鎖定 SG6841采用了欠壓鎖定比較器來保證輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實(shí)質(zhì)是一個(gè)滯回比較器，以防止在通過它們各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出動(dòng)作。它的開啟電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V。在啟動(dòng)過程中，比較器反向輸入端為16V，當(dāng)VDD16V時(shí)，比較器輸出為低電平，SG6841無法工作。當(dāng)VDD升到16V時(shí)，欠壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時(shí)MOS管導(dǎo)通，使比較器反向輸入端為10V。當(dāng)VDD下降至10V時(shí)，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個(gè)電路停止工作。SG6841的7腳端設(shè)置了一

19、個(gè)32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對(duì)工作在32V以下，以防電壓過高損壞芯片。,3）輸出部分 SG6841的8腳為輸出腳，它是一個(gè)單圖滕柱輸出級(jí)，專門設(shè)計(jì)用來直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強(qiáng)可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V，可保護(hù)MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降時(shí)間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的MOSFET管Gate極驅(qū)動(dòng)。在1.0nF負(fù)載時(shí)，它能提供高達(dá)1.0A的峰值驅(qū)動(dòng)電流和典型值為250ns的上升時(shí)間和50ns的下降時(shí)間。還附加了一個(gè)內(nèi)部電路，使得任何時(shí)候只要欠壓鎖定有效，

20、輸出就進(jìn)入灌模式，這個(gè)特性使外部下拉電阻不再需要。,4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器 SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器開始振蕩起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá)FB反饋端電平時(shí)終止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號(hào)控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸出端。 電感電流通過插入一個(gè)與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6 Sense監(jiān)視，并與來自Pin2 FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk

21、 =（VFB 1.0V）/3RS,其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個(gè)二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個(gè)電阻后的分壓比。 當(dāng)電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：Ipk（max）=0.85V / Rs當(dāng)輸入電壓很大時(shí)，取樣電流將非常小，這時(shí)可通過高壓補(bǔ)償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，通過R904與R905（均為1M來提高Sense端電平，實(shí)現(xiàn)高壓補(bǔ)償。,當(dāng)負(fù)載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當(dāng)Sense端的電壓達(dá)到0.85V時(shí)，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q

22、非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護(hù)功率管不受損壞，從而實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。由此可得Ipk（max）0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設(shè)計(jì)中取Rs0.3，可得Ipk（max）2.83A。 在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會(huì)引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sense端經(jīng)過一個(gè)斜率補(bǔ)償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳太長(zhǎng)也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中則需要在Sense端增加一個(gè)RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強(qiáng)，外圍電路更簡(jiǎn)單。 當(dāng)SG6841正常工作時(shí)，其

23、內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號(hào)，此信號(hào)一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接電流檢測(cè)比較器輸出端。當(dāng)峰值電感電流未達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出低電平，此時(shí)R端為低電平，Q非端輸出低電平；當(dāng)峰值電感電流達(dá)到FB反饋端電平時(shí)，比較器輸出高電平，此時(shí)R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越寬，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大）；FB端電壓越低，Q非端脈沖越窄，同時(shí)Gate端輸出脈寬也越窄（占空比變小），從而實(shí)現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。,2.3 SG6841的啟動(dòng)與供電 SG6841需要在啟動(dòng)時(shí)給Pin

24、3 Vin 提供一30A的啟動(dòng)電流以使芯片進(jìn)行有效的自舉。在電路中，將Pin3 通過兩個(gè)1M的電阻接至PFC級(jí)的DC輸出端，便可在AC輸入90V264V的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)SG6841的有效啟動(dòng)。 在SG6841正常工作后，其Pin7 VDD端必須提供10V30V電壓為芯片供電。,2.4高壓保護(hù)電路 SG6841的Pin5 RT端恒定輸出一電流IRT：IRT2（1.3V/Ri）,RT端可串聯(lián)一負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTCR）接地，RNTC隨溫度上升而降低，這時(shí)當(dāng)IRTRNTC0.65V時(shí)啟動(dòng)過溫保護(hù)功能。當(dāng)RT端電壓略低于0.65V，PWM脈沖的占空比會(huì)減少，從而降低電源輸出電壓來降低溫度；當(dāng)環(huán)境溫度

25、過高，RT端電壓大大低于0.65V時(shí)，PWM脈沖的占空比會(huì)減少至零，從而使電源完全停止輸出。同時(shí)我們可以利用SG6841的該功能實(shí)現(xiàn)電源的高壓保護(hù)。,圖2-2 高壓保護(hù)回路部分電路圖,高壓保護(hù)回路如圖2-2所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓升高超過最大值時(shí)，自饋線圈輸出的電壓也將升高。若電壓超過20V，此時(shí)ZD901被擊穿，R912就會(huì)產(chǎn)生壓降。當(dāng)這個(gè)壓降有0.6V時(shí)將使Q902導(dǎo)通，拉低Q901的基極電位，使Q901也導(dǎo)通，這樣SG6841 Pin5通過D903、Q903直接接地，使SG6841迅速關(guān)斷脈沖輸出。同時(shí)Q901的導(dǎo)通也拉低了輸入到SG6841 Pin7的電壓，使SG6841停止工作。,2.5 待

26、機(jī)工作模式 SG6841具有Green Function，支持Blue Angel模式。當(dāng)?shù)拓?fù)載和無負(fù)載情況下， FB端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會(huì)迅速降低至10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時(shí)功率開關(guān)管D極的電壓波形。,FB端電壓會(huì)有所降低時(shí)，當(dāng)其低于一個(gè)閾值電壓時(shí)，會(huì)進(jìn)入節(jié)能模式，SG6841的PWM工作頻率會(huì)迅速降低至10kHz左右，此時(shí)仍有穩(wěn)定的12V電壓輸出。如圖所示即為待機(jī)時(shí)功率開關(guān)管D極的電壓波形。,開關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開關(guān)狀態(tài)，必然存在開關(guān)損耗，而且損耗的大小隨開關(guān)頻率的提高而成比例增加

27、。另一方面，開關(guān)電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。因此通過降低其工作頻率可有效降低其待機(jī)時(shí)的功耗。,圖2-13 待機(jī)模式功率開關(guān)管D極的電壓波形,DC/DC變換器用于開關(guān)電源時(shí)，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離，這時(shí)必須采用變壓器進(jìn)行隔離，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類變換器又稱為逆變整流型變換器。,變壓器T901因?yàn)橛袣庀吨剩涑跫?jí)圈具有隔離、變壓和儲(chǔ)能電感的三重功能。當(dāng)SG6841的Gate端輸出PWM控制脈沖，控制Q903做開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)Ga

28、te端輸出高電平時(shí)，開關(guān)管Q903導(dǎo)通，此時(shí)T901的初級(jí)線圈有電流流過，產(chǎn)生上正下負(fù)的電壓，則次級(jí)產(chǎn)生下正上負(fù)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，但這時(shí)次級(jí)上的二極管D910、D911截止，此階段為儲(chǔ)能階段；而當(dāng)Gate端輸出低電平時(shí)，開關(guān)管Q903截止，初級(jí)線圈上的電流在瞬間變?yōu)?，初級(jí)線圈的電動(dòng)勢(shì)為下正上負(fù)，在次級(jí)線圈上感應(yīng)出上正下負(fù)的電動(dòng)勢(shì)，此時(shí)D910、D911導(dǎo)通，有電壓輸出。,第三節(jié) 直流變換電路及工作過程,圖 3-1直流變換電路,由于在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，初級(jí)線圈還有電流，因此為防止隨開關(guān)啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器。本設(shè)計(jì)中在變壓器的輸入端需設(shè)有緩沖電路，它由D901、R903與C

29、906組成。在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，電感上的電流通過D901向C906充電；為了確保在開關(guān)管截止期間，不能因?yàn)镃906的充電而減小鐵芯向負(fù)載釋放的能量，即充電時(shí)間應(yīng)小于Toff；另外，為了避免在開關(guān)管在關(guān)斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時(shí)間應(yīng)大于或等于Toff。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應(yīng)取C906的充電時(shí)間等于Toff。因此取C906的值為152pF，它的耐壓值為1KV。 在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，電容C906通過R與開關(guān)管放電，放電的時(shí)間常數(shù)=RC906，為了減輕開關(guān)管在完全導(dǎo)通時(shí)所承受的電流，應(yīng)在開關(guān)管開啟的時(shí)間Ton內(nèi)放掉C906上的大部分能量。,圖3-2 SG6841 Pin8 Gat

30、e輸出波形（Input AC 90V/60Hz）,圖3-3 SG6841Pin8 Gate輸出波形（Input AC 264V/50Hz）,圖3-4 Q901 D極波形（Input AC 264V/90Hz）,圖3-2和圖3-3分別為輸入電壓為AC 90V/60Hz和264V/50Hz時(shí)的Gate端輸出PWM脈沖的波形。在輸入AC電壓不同時(shí)，脈沖頻率幾乎不變，接近70KHz，但占空比隨輸入電壓的不同而不同，開關(guān)電壓正是利用這種脈寬調(diào)制的方式在較廣的輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)12V的穩(wěn)定輸出。輸入電壓為AC 90V/60Hz時(shí)占空比為29.28% ，而264V/50Hz時(shí)的占空比16.55% ，可見輸入

31、電壓大時(shí)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間大，從而變壓器次級(jí)輸出電壓占空比更小。 圖3-4為輸入AC 264V/90Hz開關(guān)MOS管D極電壓波形。 由于開關(guān)功率管Q901功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。,在變壓器的輸出端設(shè)有輸出整流濾波回路，對(duì)直流變換后的電壓進(jìn)行整流與濾波，使之得到穩(wěn)定的輸出。因?yàn)檎鞫O管D存在著反向恢復(fù)時(shí)間，在導(dǎo)通瞬間會(huì)引起較大的尖峰電流，它不僅增加了D本身的功耗，而且使開關(guān)管流過過大的浪涌電流，增加了開通瞬間的功耗。一般采用快速恢復(fù)二極管或肖特基二極管作為整流二極管。在低電壓、大電流輸出的開關(guān)電源中整流二極管的功耗是其主要功耗之一。因此，

32、當(dāng)U0 8V時(shí)，一般選用肖特基二極管來整流，其優(yōu)點(diǎn)是，導(dǎo)通電壓Uon0.40.6V，為一般PN結(jié)的一半，反向恢復(fù)快且有足夠的反向電壓。當(dāng)U08V時(shí)，一般選用快速恢復(fù)二極管整流，它的反向耐壓可達(dá)到數(shù)百伏。同時(shí)，D的電流平均值應(yīng)大于輸出電流。依據(jù)上述的要求，采用了兩個(gè)同樣的二極管集成塊。它們分別由兩個(gè)規(guī)格為10A/100V的快速恢復(fù)二極管并聯(lián)而成。這樣可使整流達(dá)到較佳的效果。 當(dāng)輸出整流二極管兩端加反壓時(shí)，由于二極管中貯存電荷，也將有較大的浪涌電流產(chǎn)生，因此在二極管及輸出電壓中將有很大的噪聲。在整流二極管上并接一RC（R919、R920、C913）回路，可吸收上述干擾。,圖3-5次級(jí)整流濾波電路,

33、圖3-6 變壓器次級(jí)繞組輸出電壓波形,L903、C916和C917組成輸出端抑制傳導(dǎo)干擾電路，這在上文已做了詳細(xì)介紹。 由于整流二極管D910、D911功耗較大，為防止它們被在高溫條件下連續(xù)工作積累的熱量燒毀或工作異常，需加一散熱片。 此外，若在變壓器次級(jí)在增加一些繞組，通過選用合適的匝數(shù)比，便可得到不同等級(jí)的直流電壓輸出，為顯示器的其它電路提供電壓，但這會(huì)使電壓取樣反饋回路顯得復(fù)雜，且穩(wěn)壓效果較差。除此以外，還可外加一些DCDC轉(zhuǎn)換電路來將12V的輸出電壓轉(zhuǎn)換為5V等其它需要的直流電壓。,如圖4-1所示的電路圖為電壓取樣和反饋回路。該電路主要通過光電耦合器（IC902）和精確電位調(diào)節(jié)器（IC

34、903）將輸出端電壓反饋回SG 6841 PIN2 FB端。L903接自次級(jí)整流濾波電路的輸出端。,在介紹該電路之前，先介紹一下TL431（IC903）。TL431為精確電位調(diào)節(jié)器，其內(nèi)部原理圖如圖4-1所示。其內(nèi)部有一個(gè)電壓比較器，該電壓比較器的反相輸入端接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓2.495V2%。該比較器的同相輸入端接外部控制電壓，比較器的輸出用于驅(qū)動(dòng)一個(gè)NPN的晶體管，使晶體管導(dǎo)通，電流就可以從Cathode端流向Anode。,第四節(jié) 電壓取樣和反饋回路,圖4-1 TL431內(nèi)部原理圖,當(dāng)電源的輸出端電壓超過12V時(shí)，由于REF2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導(dǎo)通。 IC9

35、02即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢(shì)必會(huì)使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過發(fā)光二極管的電流與流過光敏三極管的電流的比值）1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過的電流也有所增大，這導(dǎo)致SG6841 PIN2 FB端電壓降低，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級(jí)輸出電壓降低，所以達(dá)到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當(dāng)輸出端電壓降低時(shí)，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平從而使NPN管截止，從而使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841 PIN2 FB端電壓升高，于是PI

36、N6 Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。 此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補(bǔ)償作用。,電壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當(dāng)電源正常工作時(shí)，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。,（Mitsubishi TV 電源電路圖）,第二章 Inverter原理,以前，我們公司的INVERTER設(shè)計(jì)大部分還是采用傳統(tǒng)的Royer回路，而Mitsubishi TV則采用一種全橋式的電路。 下面我來簡(jiǎn)單地介紹一下Royer回路與全橋式回路的不同工作原理： Royer回路是

37、根據(jù)通過啟動(dòng)電阻R224/R225提供開關(guān)晶體管的基極電流使其通、斷工作，并利用變壓器的飽和特性，要求采用矩形磁滯回線的鐵芯，這種變換器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，,使用時(shí)鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)較大IC峰值電流，開關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為7585。 (1)全橋式電路是采用4個(gè)開關(guān)晶體管Q1/Q2和Q3/Q4接成橋路，采用Q1/Q4和Q2/Q3交替通/斷工作，變壓器初級(jí)繞組上施加交流電壓的方式，適用從幾十W到幾千W的輸出功率，由于它采用了零電壓切換方式，因此開關(guān)管的功率損耗很小，其轉(zhuǎn)化效率大約在80以上。,第一節(jié) 全橋式回路

38、工作原理,傳統(tǒng)開關(guān)管與采用零電壓切換開關(guān)晶體管的差異，如下圖：,第二節(jié) OZ960應(yīng)用分析,1.PIN1為CTIMR:此PIN外接一個(gè)大約為1uF電容到地，當(dāng)OVP腳PIN的電壓達(dá)到2.0V時(shí)，第一PIN的IC內(nèi)部開關(guān)被打開，一個(gè)為3.0uA電流對(duì)電容C239進(jìn)行充電，當(dāng)CTIMR電壓達(dá)到3V時(shí)，IC啟動(dòng)內(nèi)部的保護(hù)功能，這時(shí)IC就被關(guān)閉，通過選擇C239電容的值應(yīng)可以確定IC被保護(hù)的一個(gè)時(shí)間點(diǎn)，下面就來說說如何計(jì)算IC的保護(hù)時(shí)間點(diǎn)： 因?yàn)镼=I*t=V*C=t=(V*C)/I 當(dāng)C239電壓被沖到3v,C239=1uF時(shí),t=(3v*1uF)/3.0uA=1秒,2.PIN2為OVP:此PIN為

39、過電壓保護(hù)PIN，輸出電壓被反饋到這一PIN上，當(dāng)燈管被OPEN或是燈管壞掉時(shí)，OVP的電壓就會(huì)升到2V，此時(shí)CTIMR電容被充電，當(dāng)CTIMR被充到3V時(shí)，IC就會(huì)啟動(dòng)內(nèi)部的保護(hù)功能，IC停止工作。 下面就來計(jì)算如下圖2所示電圖V0到底多大才能使OVP腳到達(dá)2V。 V1C4/(C4+C6)*V0 V1=VOVP+VD=2.0+0.7=2.7V V0=(C4+C6)/C4*V1=(12p+18n)/12p*2.7=4100VP-P 也就是說只有輸出電壓的峰峰值達(dá)到大于4100以上時(shí)，OVP電壓才能到達(dá)2V。圖2中R207/C204為峰值檢測(cè)電路，其C204有對(duì)電壓起到平滑的作用。,3.PIN3

40、為ENA：IC啟動(dòng)電路， 當(dāng)ENA1.5V=IC=On 當(dāng)ENAIC=Off 如下圖3所示，其中C8的作用是讓ENA腳慢慢地升到1.5V,電容C8充電從0V到1.5V大約需要0.6mS,4. PIN4為SST:該P(yáng)IN做為軟啟動(dòng)，接聯(lián)一個(gè)電容C221到地提供一個(gè)軟啟動(dòng)功能，當(dāng)INVERTER啟動(dòng)時(shí)，它提供一個(gè)6uA的電流對(duì)C221進(jìn)行充電，SST的電壓不斷的上升，變壓器一次測(cè)的Duty也慢慢的增大，即輸出電壓隨著SST電壓的上升而上升，當(dāng)輸出電壓增加到啟動(dòng)電壓時(shí)，燈管被打開，這就減少了在啟動(dòng)時(shí)的沖擊電流，避免了對(duì)INVERTER零件和CCFL燈管在Turn-On時(shí)不必要的損壞。如下圖4所示，另

41、外Q201和Q202的作用是在輸入低壓時(shí)能夠重新進(jìn)行軟啟動(dòng)，其原理是：當(dāng)輸入電壓VIN變小時(shí)，IC停止工作，且Q201基極電壓變得很低，此時(shí)Q201工作在截止區(qū)，這時(shí)Q202基極電壓升高為VDD，Q202導(dǎo)通，,SST電位被拉低約為0V，當(dāng)INVERTER輸入電壓又恢復(fù)到較高如12V時(shí)，ZD904電流增大，Q201的基極電位被升高一定值時(shí)，Q201導(dǎo)通，接著Q202基極電位被拉低較低時(shí)，Q202又截止，此時(shí)，IC內(nèi)部一個(gè)6uA的電流對(duì)C221進(jìn)行充電，當(dāng)充到一定值時(shí)，隨著變壓器二次側(cè)電壓不斷升高，升到啟動(dòng)電壓時(shí)，燈管又被點(diǎn)亮，故此電路是一個(gè)重新軟啟動(dòng)的回路。,在正常啟動(dòng)或是在燈管開路和壞掉等不

42、正常情況來分析SST/OUT/FB/CMP的波形。,5.PIN7為REF:此PIN輸出2.5V的基準(zhǔn)時(shí)壓，因電壓不太穩(wěn)定，故通常不連到任何電路中，只在此PIN串一個(gè)電容。 6.PIN8為RT1:此PIN串一電阻為INVERTER啟動(dòng)時(shí)提供一個(gè)更高頻率的輸出頻率以便讓啟動(dòng)電壓更高。在啟動(dòng)時(shí)該P(yáng)IN與RT和CT共同決定輸出電壓的頻率。在啟動(dòng)時(shí)，RT1在IC內(nèi)部被連接到地，此時(shí)RT=R217/R245 IC輸出頻率FS=(70*104)/(RTK*C220pF) 當(dāng)正常工作后RT1與IC內(nèi)部地?cái)嚅_，此時(shí) IC輸出頻率FP=(70*104)/(R217K*C220pF)又因?yàn)镽TFP即啟動(dòng)頻率大于工作

43、頻率。 7.PIN9為FB;此PIN接受一個(gè)半波整流平均電壓，這個(gè)電壓可以決定燈管輸出電流通過一個(gè)Sense電阻R258,FB的反饋電壓與IC內(nèi)部一個(gè)1.25V的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，內(nèi)部誤差放大器輸出腳CMP用來控制Power mosfet drive脈沖方波的移位來調(diào)整變壓器一次側(cè)的Duty,就這樣燈管電流不斷地被調(diào)整。以便當(dāng)DIM為定值時(shí)，能夠輸出一個(gè)較穩(wěn)定的電流。,PIN10為頻率補(bǔ)嘗腳，它是IC內(nèi)部誤差放大器的輸出端通過一個(gè)電容C11（大約為560pF）與FB腳進(jìn)行連接作為反饋回路的補(bǔ)嘗（該頻率補(bǔ)嘗電路實(shí)際是一個(gè)積分電路，詳見清華大學(xué)編寫的模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)P332頁(yè)），COM腳控制Power mosfet drive脈沖方波的移位來調(diào)整燈管電