1、第2章 高頻功率放大器,2.1 諧振功率放大器基本工作原理 2.2 丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析 2.3 諧振功率放大器的高頻特性 2.4 諧振功率放大器電路 2.5 高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù),2.1 諧振功率放大器基本工作原理,2.1.1 諧振功率放大器的電路組成 圖2.1是晶體管諧振功率放大器的原理電路。其中，V為高頻大功率管，通常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率管，能承受高電壓和大電流，有較高的特征頻率fT。晶體管的主要功用是在基極輸入信號的控制下，將集電極電源EC提供的直流能量轉(zhuǎn)換為高頻信號能量。,EB是基極偏置電壓，調(diào)整EB，可改變放大器工作的類型。EC是集電極電源電

2、壓。集電極外接LC并聯(lián)振蕩回路的功用是作放大器負(fù)載。 放大器電路由集電極回路和基極回路兩部分組成，集電極回路由晶體管集電極、發(fā)射極、集電極直流電源和集電極負(fù)載組成?；鶚O回路由晶體管基極、發(fā)射極、偏置電源和外加激勵組成。由偏置電壓EB和外加激勵控制集電極電流的通斷，由集電極回路通過晶體管完成直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流能量。高頻諧振功率放大器主要研究集電極回路的能量轉(zhuǎn)換關(guān)系。,圖2.1 諧振功率放大器原理電路,2.1.2 工作原理 要了解高頻諧振功率放大器的工作原理，首先必須了解晶體管的電流、電壓波形及其對應(yīng)關(guān)系。晶體管轉(zhuǎn)移特性如圖2.2中虛線所示。由于輸入信號較大，可用折線近似轉(zhuǎn)移特性，如圖中實(shí)線所

3、示。圖中UB為管子導(dǎo)通電壓，gm為特性斜率。,圖2.2 丙類工作情況的輸入電壓、集電極電流波形,設(shè)輸入電壓為一余弦電壓，即 ub=Ubmcost 則管子基極、發(fā)射極間電壓uBE為 uBE=EB+ub=EB+Ubmcost (2.11) 在丙類工作時，EBUB，在這種偏置條件下，集電極電流iC為余弦脈沖，其最大值為iCmax，電流流通的相角為2，通常稱為集電極電流的通角，丙類工作時，/2 。把集電極電流脈沖用傅氏級數(shù)展開，可分解為直流、基波和各次諧波，因此，集電極電流iC可寫為,iC=IC0+ic1+ic2+ =IC0+Ic1mcost+Ic2mcos2t+ (2.12) 式中，IC0為直流電流

4、，Ic1m、Ic2m分別為基波、二次諧波電流幅度。 諧振功率放大器的集電極負(fù)載是一高Q的LC并聯(lián)振蕩回路，如果選取諧振角頻率0等于輸入信號ub的角頻率，那么，盡管在集電極電流脈沖中含有豐富的高次諧波分量，但由于并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，振蕩回路兩端的電壓可近似認(rèn)為只有基波電壓，即 uc=Ucmcost=Ic1mRecost (2.13),式中，Ucm為uc的振幅；Re為LC回路的諧振電阻。 晶體管集電極、發(fā)射極間電壓uCE等于 uCE=EC-uc=EC-cmcost (2.14) ub、iC、ic1、uc、uCE之間的時間關(guān)系波形如圖2.3所示。,圖2.3 電流、電壓波形,由圖可見，雖然集電

5、極電流為脈沖，但由于LC并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，集電極電壓仍為余弦波形，且uCE與uBE反相。 另外，已知集電極電流iC中有很多諧波分量，如果將LC振蕩回路調(diào)諧在信號的n次諧波上，即0=n，則在回路兩端將得到n的電壓uc=IcnmRencosnt的輸出信號，它的頻率是激勵信號頻率的n倍，所以這種諧振功率放大器稱為倍頻器。,2.1.3 高頻諧振功率放大器中的能量關(guān)系 在集電極電路中，LC振蕩回路得到的高頻功率為,(2.15),集電極電源EC供給的直流輸入功率為,(2.16),直流輸入功率PE與集電極輸出高頻功率Po之差為 集電極耗散功率PC，即,(2.17),它是耗散在晶體管集電結(jié)上的損耗功

6、率。集電極效率C為輸出高頻功率Po與直流輸入功率PE之比，即,(2.18),它是表示集電極回路能量轉(zhuǎn)換的重要參數(shù)。諧振功率放大器就是要獲取盡量大的Po和盡量高的C。 由式(2.18)可見，集電極效率C決定于比值Ic1m/IC0與Ucm/EC的乘積，前者稱為波形系數(shù)g1()，即,(2.19),后者稱為集電極電壓利用系數(shù)，即 （應(yīng)該是Ucm除Ec),(2.110),因此式(2.18)又可寫為,(2.111),丙類放大器效率高還可從集電極損耗功率來看。由,可知，當(dāng)Po一定時，減小PC可提高C。PC可表示為,(2.112),因此，減小iCuce及通角可減小PC，由圖2.3可看出，iC的最大值與uce的

7、最小值對應(yīng)，（因?yàn)閳D像剛好相反）通角越小，iC越集中在ucemin附近，集電極損耗也就越小。,在高頻功率放大器中，提高集電極效率的同時，還應(yīng)盡量提高輸出功率。根據(jù)式(2.17)和式(2.18)，可得,(2.113),可見，當(dāng)晶體管允許損耗功率PC一定時，C越 高，輸出功率Po越大。,2.2 丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析,2.2.1 解析分析法 解析分析法首先要解決的問題是找到器件的數(shù)學(xué)模型。由于晶體管處于大信號非線性工作區(qū)，特性曲線可用折線近似，如晶體管轉(zhuǎn)移特性可用圖2.4(a)表示，晶體管特性放大區(qū)的表示式可寫為(應(yīng)該是Ube),(2.21),截止區(qū)的表示式可寫為,圖2.4 理想化的轉(zhuǎn)移

8、特性和輸出特性 (a)轉(zhuǎn)移特性；(b)輸出特性,晶體管的輸出特性，在放大區(qū)忽略基調(diào)效應(yīng)的情況下，可認(rèn)為特性曲線是一組與橫軸平行的水平線。在飽和區(qū)，用這些特性曲線從放大區(qū)進(jìn)入飽和區(qū)的臨界點(diǎn)相連起來的一條直線加以近似，這條直線叫臨界線，其斜率用Scr表示，如圖2.4(b)所示。這樣，在飽和區(qū)晶體管特性的表示式可寫為,(2.22),晶體管外部電壓為：uBE=EB+Ubmcost,uCE=EC- Ucmcost，因此放大區(qū)晶體管集電極電流為(應(yīng)該是Eb),當(dāng)t=時，iC=0，則,(2.23),當(dāng),當(dāng)t=0時，,(2.24),由此可得集電極余弦脈沖電流的解析表示式為,(2.25),根據(jù)傅立葉級數(shù)展開公式

9、，iC中的直流分量為,(2.26a),基波分量的幅值為,(2.26b),n次諧波分量的幅值為,(2.26c),圖2.5 余弦脈沖分解系數(shù)與的關(guān)系曲線,2.2.2 動特性曲線圖解分析法 動特性曲線是在晶體管的特性曲線上畫出的諧振功率放大器瞬時工作點(diǎn)的軌跡。小信號電壓放大器是純電阻負(fù)載，晶體管僅僅在放大區(qū)工作，因此可近似等效為一個線性元件。小信號電壓放大器瞬時工作點(diǎn)的軌跡就是負(fù)載線，是一條直線。諧振功率放大器是非線性工作，各個區(qū)域的特性曲線方程不同，因此各個區(qū)域工作點(diǎn)的移動規(guī)律也不同，所以稱其為動特性曲線，以示與負(fù)載線的區(qū)別。,已知放大區(qū)集電極電流表示式為,又根據(jù)uCE=EC-Ucmcost寫出,

10、這樣，可得,(2.27),可見，iC與uCE是直線關(guān)系，兩點(diǎn)決定一條直線，因此只要在輸出特性上求出諧振功率放大器的兩個瞬時工作點(diǎn)，它們的連線就是晶體管放大區(qū)的動特性曲線。 根據(jù)式(2.11)和式(2.14)的公式，取t=0，則有,據(jù)此在圖2.6所示的輸出特性上確定C點(diǎn)。再取 ， 則,確定B點(diǎn)。在丙類狀態(tài)工作時，EBUB，甚至可能為負(fù)值，因此B點(diǎn)的確定可以采用將放大區(qū)特性曲線按比例向下延伸，先找到假想的UBE=EB的特性曲線，從而確定B點(diǎn)(見圖2.6)。連CB，與橫軸交于A點(diǎn)，CA直線即為放大區(qū)的動特性。截止區(qū)(iC=0)的動特性是橫軸上的一段，其端點(diǎn)D可這樣確定：取t=，則,圖2.6 動特性曲

11、線與集電極電流波形,2.2.3 諧振功率放大器的工作狀態(tài) 諧振功率放大器的工作狀態(tài)是根據(jù)uBE=uBEmax、uCE=uCEmin時瞬時工作點(diǎn)C在靜特性曲線上所處位置確定的。當(dāng)C點(diǎn)落在輸出特性(對應(yīng)uBEmax的那條)的放大區(qū)時，為欠壓狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)正好落在臨界點(diǎn)上時，為臨界狀態(tài)；當(dāng)C點(diǎn)落在飽和區(qū)時，為過壓狀態(tài)。諧振功率放大器的工作狀態(tài)必須由EC、EB、Ubm、Ucm四個參量決定，缺一不可，其中任何一個量的變化都會改變C點(diǎn)所處的位置，工作狀態(tài)就會相應(yīng)地發(fā)生變化。,當(dāng)Re比較小時，Ucm=Ic1mRe也比較小，C點(diǎn)處在輸出特性的放大區(qū)，諧振功率放大器在欠壓狀態(tài)工作，集電極電流為余弦脈沖，相應(yīng)的動特

12、性、集電極電流iC波形如圖2.7中所示。 當(dāng)Re增大時，Ucm增大，uCEmin減小，C點(diǎn)沿uBEmax的輸出特性左移。若放大器仍處于欠壓狀態(tài)，集電極電流波形不變。Re繼續(xù)增大，若C點(diǎn)正好移在特性的臨界點(diǎn)C時，放大器處于臨界狀態(tài)工作，集電極電流仍為余弦脈沖，相應(yīng)的動特性、集電極電流iC波形如圖2.7中所示。,圖2.7 三種狀態(tài)下的動特性及集電極電流波形,繼續(xù)增大Re，Ucm繼續(xù)增加，uCEmin繼續(xù)減小，C點(diǎn)將移至uBEmax輸出特性的飽和區(qū)(圖中以C表示)，這時諧振功率放大器處于過壓狀態(tài)工作。過壓狀態(tài)下動特性可這樣得出：將uBEmax輸出特性曲線放大區(qū)擴(kuò)展至縱軸，uCEmin與uBEmax交

13、于E點(diǎn)，連接EB與臨界飽和線交于F點(diǎn)，與橫軸交于A點(diǎn)，F(xiàn)A是放大區(qū)的動特性，CF則為瞬時工作點(diǎn)落入飽和區(qū)后的動特性。工作點(diǎn)進(jìn)入截止區(qū)后，動特性應(yīng)以橫軸代替。集電極電流iC波形為一凹陷脈沖，動特性曲線及iC波形如圖2.7中所示。,2.2.4 負(fù)載特性 負(fù)載特性是指當(dāng)保持EC、EB、Ubm不變而改變Re時，諧振功率放大器的電流IC0、Ic1m，電壓Ucm，輸出功率Po，集電極損耗功率PC，電源功率PE及集電極效率C隨之變化的曲線。 從上面動特性曲線隨Re變化的分析可以看出，Re由小到大，工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進(jìn)入過壓。相應(yīng)的集電極電流由余弦脈沖變成凹陷脈沖，如圖2.8(a)所示。,圖2.8 電流

14、波形隨Re的變化及其負(fù)載特性 (a)電流波形；(b)、(c)負(fù)載特性,圖2.8 電流波形隨Re的變化及其負(fù)載特性 (a)電流波形；(b)、(c)負(fù)載特性,根據(jù)圖2.8(b)所示關(guān)系曲線，各功率、效率隨Re變化曲線很容易畫出。 由于PE=ECIC0，因此，PE的變化規(guī)律與IC0相同。又因?yàn)?因此，在欠壓狀態(tài)，P0Ucm，在過壓狀態(tài)， PoIc1m。再根據(jù),表2.1 三種工作狀態(tài)的比較,2.2.5 EC、EB、Ubm對諧振功率放大器性能的影響 1.集電極調(diào)制特性 集電極調(diào)制特性是指當(dāng)保持EB、Ubm、Re不變而改變EC時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率隨之變化的曲線。 由

15、于uBEmax=EB+Ubm不變，所以當(dāng)EC由小增大時，uCEmin=EC-Ucm也將由小增大，因而由uCEmin、uBEmax決定的瞬時工作點(diǎn)將沿uBEmax這條輸出特性由特性的飽和區(qū)向放大區(qū)移動，工作狀態(tài)由過壓變到臨界再進(jìn)入欠壓，iC波形由iCmax較小的凹陷脈沖變?yōu)閕Cmax較大的尖頂脈沖，如圖2.9(a)所示。,由圖2.9(a)，可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(b)所示。根據(jù)圖2.9(b)，可定性畫出PE、Po、C與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(c)所示。 由集電極調(diào)制特性可知，在過壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與EC成正比。利用這一特點(diǎn)，可以通過控制EC的變

16、化，實(shí)現(xiàn)電壓、電流、功率的相應(yīng)變化，這種功能稱為集電極調(diào)幅，所以稱這組特性曲線為集電極調(diào)制特性曲線。,圖2.9 集電極調(diào)制特性,圖2.9 集電極調(diào)制特性,2. 基極調(diào)制特性 基極調(diào)制特性是指當(dāng)EC、Ubm、Re保持不變而改變EB時，功放電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。 當(dāng)EB增大時，會引起、iCmax增大，從而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于EC不變，uCEmin=EC-Ucm則會減小，這樣勢必導(dǎo)致工作狀態(tài)會由欠壓變到臨界再進(jìn)入過壓。進(jìn)入過壓狀態(tài)后，集電極電流脈沖高度雖仍有增加，但凹陷也不斷加深，iC波形如圖2.10(a)所示。,根據(jù)圖2.10(a)，可定性畫出

17、IC0、Ic1m、Ucm隨EB的變化曲線，如圖2.10(b)所示。再根據(jù)圖2.10(b)，可畫出Po、PE、C隨EB變化的曲線，如圖2.10(c)所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，集電極電壓的幅度Ucm與EB基本成正比，利用這一特點(diǎn)，可通過控制EB實(shí)現(xiàn)對電流、電壓、功率的控制，稱這種工作方式為基極調(diào)制，所以稱這組特性曲線為基極調(diào)制特性曲線。,3. 放大特性 放大特性是指當(dāng)保持EC、EB、Re不變，而改變Ubm時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。Ubm變化對諧振功率放大器性能的影響與基極調(diào)制特性相似。iC波形及IC0、Ic1m、Ucm、Po、PE、C隨Ubm的變化曲

18、線如圖2.11(a)、2.11(b)、2.11(c)所示。 由圖可見，在欠壓區(qū)域，輸出電壓振幅與輸入電壓振幅基本成正比，即電壓增益近似為常數(shù)。利用這一特點(diǎn)可將諧振功率放大器用作電壓放大器，所以稱這組曲線為放大特性曲線。,圖2.10 基極調(diào)制特性,圖2.10 基極調(diào)制特性,圖2.11 放大特性,圖2.11 放大特性,2.3 諧振功率放大器的高頻特性,2.3.1 基區(qū)渡越效應(yīng) 晶體管在低頻工作時，認(rèn)為iC、iE是同時產(chǎn)生的。但當(dāng)工作頻率較高時 ，在激勵電壓加于輸入端后，發(fā)射極發(fā)射載流子，經(jīng)基區(qū)擴(kuò)散到集電極，漂移過集電結(jié)，形成集電極電流iC。,當(dāng)這一渡越過程所需的時間可以與信號周期相比擬時，集電極電

19、流iC比iB ,iE均要落后一相角，且由于電子運(yùn)動不規(guī)則，引起渡越的分散性，從而造成集電極電流脈沖峰值減小，脈沖展寬，最終導(dǎo)致Ic1m減小，輸出功率Po減小，集電極效率C降低。,2.3.2 rbb影響 當(dāng)頻率增高時，由于iC的最大值下降且滯后于iE，因此使基極電流iB增大，將導(dǎo)致Ib1m增大，發(fā)射結(jié)的阻抗顯著減小，rbb的影響相對增大，最終導(dǎo)致加在發(fā)射結(jié)的有效輸入電壓下降。若要求加至發(fā)射結(jié)上的輸入電壓保持不變，必須使基極的輸入電壓增大，從而輸入功率增大，功率增益下降。,2.3.3 飽和壓降影響 工作頻率升高加上大注入的影響，將使功率管的飽和壓降uCES增大(工作頻率為幾十兆赫時，uCES3V；

20、工作頻率為幾百兆赫時，uCES5V)。在電源電壓EC相同時，飽和壓降增大，導(dǎo)致集電極臨界輸出電壓ucmcr減小，從而使放大器的輸出功率、效率、功率增益均相應(yīng)減小。,2.3.4 引線電感、極間電容的影響 當(dāng)工作頻率更高時，引線電感、極間電容的影響就逐漸顯著。在共射極放大電路中，發(fā)射極引線電感的影響最為嚴(yán)重，因?yàn)榘l(fā)射極電流在其上產(chǎn)生的反饋電壓將導(dǎo)致增益和輸出功率的下降。極間電容將使輸入阻抗減小，寄生反饋增加，造成放大器工作不穩(wěn)定。因此，在設(shè)計(jì)諧振功率放大器時，必須選取特征頻率fT遠(yuǎn)高于工作頻率，以保證正常工作。,2.4 諧振功率放大器電路,前面，我們對諧振功率放大器的原理電路進(jìn)行了分析，但實(shí)際的諧

21、振功率放大器電路，往往要比原理電路復(fù)雜得多。它通常包括直流饋電(包括集電極饋電和基極饋電)和匹配網(wǎng)絡(luò)(包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò))兩個部分，現(xiàn)分別介紹如下。,2.4.1 直流饋電線路 1.饋電原則 欲使諧振功率放大器正常工作，各電極必須接有相應(yīng)的饋電電源。直流饋電必須遵循以下原則。 諧振功放的集電極饋電線路，應(yīng)保證集電極電流iC中的直流分量IC0只流過集電極直流電源EC(即：對直流而言，EC應(yīng)直接加至晶體管c、e兩端)，以便直流電源提供的直流功率全部交給晶體管；還應(yīng)保證諧振回路兩端僅有基波分量壓降(即：對基波而言，回路應(yīng)直接接到晶體c ,e兩端)，以便把變換后的交流功率傳送給回路負(fù)載；另外

22、也應(yīng)保證外電路對高次諧波分量icn呈現(xiàn)短路，以免產(chǎn)生附加損耗。,對上述這些原則的電路示意說明如圖2.12所示。 諧振功放的基極饋電線路的組成原則與集電極饋電線路相仿。第一，基極電流中的直流分量IB0只流過基極偏置電源(即EB直接加到晶體管b ,e兩端)。第二，基極電流中的基波分量ib1只流過輸入端的激勵信號源，以便使輸入信號控制晶體管的工作，實(shí)現(xiàn)放大。這些原則的電路示意說明如圖2.13所示。,圖2.12 集電極饋電線路組成原則說明 (a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次諧波通路,圖2.13 基極饋電線路組成原則說明 (a)直流通路；(b)基波通路,2. 集電極饋電線路 集電極饋電可分為兩種

23、形式，一種為串聯(lián)饋電，另一種為并聯(lián)饋電。 (1)串聯(lián)饋電。集電極串聯(lián)饋電是一種在電路形式上直流電源EC，集電極諧振回路負(fù)載，晶體管c,e三者為串聯(lián)連接的饋電方式，如圖2.14(a)所示。,圖2.14 集電極饋電線路 (a)串聯(lián)饋電形式；(b)并聯(lián)饋電形式,(2)并聯(lián)饋電。與串饋相對應(yīng)，集電極并饋線路是指直流電源EC，集電極諧振回路負(fù)載，晶體管c,e三者在電路形式上為并聯(lián)連接的一種饋電方式，如圖2.14(b)所示。圖中，CC2為旁路電容，CC1為隔直流電容，LC為高頻扼流圈?？梢钥闯觯捎贚C、CC1、CC2這些阻隔元件和旁路元件的存在，使得該電路同樣符合集電極饋電線路的組成原則。,3. 基極饋

24、電線路 基極饋電線路原則上和集電極饋電相同，也有串饋與并饋之分?；鶚O串聯(lián)饋電是指偏置電壓EB，輸入信號源ub及管子b,e三者在電路形式上為串聯(lián)連接的一種饋電方式，而在電路形式上為并聯(lián)連接的則稱為并聯(lián)饋電。,(1)串聯(lián)饋電。串聯(lián)饋電如圖2.15(a)所示。圖中CB2為濾波旁路電容。由圖可見，EB，ub，管子b,e三者為串聯(lián)連接，基極電流中的直流分量IB0只流過偏置電壓EB，而基波分量ib1只通過激勵信號源ub，符合饋電線路原則。 (2)并聯(lián)饋電?；鶚O并饋線路如圖2.15(b)所示。圖中，LB為基極高頻扼流圈，CB1、CB2為耦合、旁路電容。由圖可見，輸入回路、EB、管子輸入端三者相并聯(lián)；ib1只

25、通過激勵信號源ub；IB0只通過偏置電壓EB。,圖2.15 基極饋電線路 (a)串饋電路；(b)并饋電路,(3)偏壓EB的獲得。在丙類諧振功率放大器中，基極偏置電壓EB可為小的正偏壓、負(fù)偏壓及零偏壓。正的EB可用分壓獲得，如圖2.16(a),(b)所示。但應(yīng)注意，分壓電阻數(shù)值應(yīng)適當(dāng)選大些，以減小分壓電路的功耗。 負(fù)偏置電壓不給出能量，只消耗能量，所以可用自給偏置電路獲得。自偏置分為基極自給偏置及發(fā)射極自給偏置。 基極自給偏置電路如圖2.17(a),(b)所示。發(fā)射極自給偏置電路如圖2.18所示。零偏壓電路如圖2.17(b)所示。,圖2.16 分壓偏置,圖2.17 基極自給偏置電路,圖2.18

26、發(fā)射極自給偏置電路,2.4.2 輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 高頻功率放大器中都要采用一定形式的回路，以使它的輸出功率能有效地傳輸?shù)截?fù)載(下級輸入回路或者天線回路)。這種保證外負(fù)載與諧振功率放大器最佳工作要求相匹配的網(wǎng)絡(luò)常稱為匹配網(wǎng)絡(luò)。如果諧振功率放大器的負(fù)載是下級放大器輸入阻抗，應(yīng)采用“輸入匹配網(wǎng)絡(luò)”或“級間耦合網(wǎng)絡(luò)”；如果諧振功率放大器的負(fù)載是天線或其他終端負(fù)載，應(yīng)采用“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的要求略有不同，但基本設(shè)計(jì)方法相同，這里主要討論輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。,“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的要求略有不同，但基本設(shè)計(jì)方法相同，這里主要討論輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率

27、管和外接負(fù)載之間，如圖2.19所示。對它的主要要求是： (1)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)有選頻作用，充分濾除不需要的直流和諧波分量，以保證外接負(fù)載上僅輸出高頻基波功率。通常，濾波性能的好壞用濾波度n表示，即,(2.41),圖2.19 匹配網(wǎng)絡(luò),式中，Ic1m、Icnm分別表示集電極電流脈沖中基波分量及n次諧波分量的幅度；IL1m,ILnm則表示外接負(fù)載中電流基波分量及n次諧波分量的幅度。n越大，濾波性能越好。 (2)匹配網(wǎng)絡(luò)還應(yīng)具有阻抗變換作用，即把實(shí)際負(fù)載ZL的阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)榧冏栊?，且其?shù)值應(yīng)等于諧振功率放大器所要求的負(fù)載電阻值，以保證放大器工作在所設(shè)計(jì)的狀態(tài)。若要求大功率、高效率輸出，則應(yīng)工作在臨界狀態(tài)，因而

28、需將外接負(fù)載變換到臨界負(fù)載電阻。,(3)匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)能將功率管給出的信號功率高效率傳送到外接負(fù)載RL上，即要求匹配網(wǎng)絡(luò)的效率(稱為回路效率k)高。 (4)在有n個電子器件同時輸出功率的情況下，應(yīng)保證它們都能有效地傳送功率給公共負(fù)載，同時又要盡可能地使這幾個電子器件彼此隔離，互不影響。,1.并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一般形式如圖2.20所示?？梢姡灰C振回路的Q值足夠大，它就具有很好的濾波作用；調(diào)整抽頭位置或初、次級匝數(shù)比，即可完成阻抗變換。為便于理解，舉例加以說明(有關(guān)LC并聯(lián)回路的基礎(chǔ)知識請參看附錄三)。 例題諧振功放電路如圖2.21(a)所示。要求其工作狀態(tài)如

29、圖2.21(b)所示。已知RL=100，f0=z，B=1.5MHz，C=100pF,EC=12V，N1+N2=60匝。求：N3,N1,N2。,圖2.20 諧振回路型輸出匹配電路,圖2.21 例題圖,解 由動特性可知，諧振功放工作在臨界狀態(tài)。變壓器通過改變其線圈匝數(shù)比值，實(shí)現(xiàn)阻抗變換。 由動特性可知,由于,所以,查表可知a1()0.4，因此 可見，須將RL=100變換為Re=250，才能保證放大器在臨界狀態(tài)工作。 與此同時，還應(yīng)保證諧振回路的諧振頻率f0和帶寬B符合要求。 由電路理論知,特性阻抗為,因此，LC回路兩端的諧振阻抗Re為,而,因此,匝,又由于,所以,匝,2. 濾波器型匹配網(wǎng)絡(luò) 用LC

30、濾波器作匹配網(wǎng)絡(luò)，有L型、型、T型等，各種匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性，都是以串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為基礎(chǔ)，下面作一介紹。 (1)串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換。若需將電阻、電抗串聯(lián)電路(Rs、Xs串聯(lián))與它們相并聯(lián)的電路(Rp、Xp并聯(lián))之間作恒等變換，如圖2.22所示，則可根據(jù)端導(dǎo)納相等的原則進(jìn)行變換，即,就可得到所需的串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式，即,(2.42),(2.43),式中,為品質(zhì)因數(shù)，一般都大于1。由(2.42)和式(2.43)可見，并聯(lián)形式電阻Rp大于串聯(lián)形式電阻Rs；轉(zhuǎn)換前后電抗性質(zhì)不變，且電抗值相差很小。,圖 2.22,(2) L型匹配網(wǎng)絡(luò)。設(shè)有一諧振功放，要求的臨界狀態(tài)電阻為Re，負(fù)載為天線，呈現(xiàn)純阻

31、性rA，且rARe，應(yīng)如何設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)呢? 首先，因?yàn)閞ARe，故rA應(yīng)為串聯(lián)型電阻，令一電抗與rA相串聯(lián)，則變?yōu)椴⒙?lián)形式時，電阻可增大，若再進(jìn)一步選取合適的Qe值，使并聯(lián)電阻Rp=Re，則天線電阻rA就可變換為Re。但尚存有一電抗，只要另加一相反性質(zhì)電抗與之并聯(lián)，使之在信號頻率上諧振，即可消除其影響。根據(jù)上述原則，就有如圖2.23(a),(b)所示兩種L型匹配網(wǎng)絡(luò)。,圖2.23 L型匹配網(wǎng)絡(luò),進(jìn)一步考察圖2.23(a),(b)，顯然圖2.23(a)為高通網(wǎng)絡(luò)，而圖2.23(b)為低通網(wǎng)絡(luò)，具有良好的濾波作用，應(yīng)用更為廣泛。圖2.23(c)、(d)表示了圖(b)L型網(wǎng)絡(luò)的串、并聯(lián)阻抗等效變換。

32、 L型匹配網(wǎng)絡(luò)如何設(shè)計(jì)呢? 若給定功率管要求的Re，則由式(2.42)可得,(2.45),由式(2.44)可得,(2.46),(2.47),(3)型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)。型網(wǎng)絡(luò)的形式 如圖2.24(a)所示。顯然，它可以視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng) 絡(luò)的級聯(lián)，如圖2.24(b)所示。型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn) 是高低高。,T型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.24(c)所示。它同樣可視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)，如圖2.24(d)所示。與型匹配網(wǎng)絡(luò)相反，T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點(diǎn)是低高低。 前面的討論認(rèn)為天線為純電阻rA，但實(shí)際上天線常為阻容性負(fù)載。這時，可以把它的電容歸入匹配網(wǎng)絡(luò)電抗中去，按前面純阻負(fù)載情況進(jìn)行分析。表

33、2.2列出了常用匹配網(wǎng)絡(luò)及相應(yīng)設(shè)計(jì)公式。,圖2.24 型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò),表 2.2,2.4.3 諧振功率放大器的實(shí)用電路 圖2.25所示為一工作頻率為160MHz的諧振功率放大器，它向50的外接負(fù)載提供13W功率，功率增益為9dB。由圖可見，基極采用自給偏置，由高頻扼流圈LB中的直流電阻產(chǎn)生很小的負(fù)偏壓EB。,集電極采用并饋，LC為高頻扼流圈，CC為旁路電容。在放大器輸入端采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1、C2使得功率管的輸入阻抗在工作頻率上，變換為前級放大器所要求的50匹配電阻。放大器的輸出端采用L型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C3、C4，使得50的外接負(fù)載電阻在工作頻率上，變換為放大器所要求的匹配電阻

34、。,圖2.25 實(shí)際諧振功放電路,2.5 高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù),1.丁類高頻功率放大器 在丙類高頻功放中，提高集電極效率是依靠減小集電極電流的通角來實(shí)現(xiàn)的。這使集電極電流只在集電極電壓uCE為最小值附近的一段時間內(nèi)流通，從而減小了集電極損耗，提高了效率C。若能使集電極電流導(dǎo)通期間，集電極電壓為零或接近于零，則必能進(jìn)一步提高效率。丁類功率放大器就是根據(jù)這一原理設(shè)計(jì)的高效功放。,丁類功率放大器有兩種類型，一類為電壓開關(guān)型電路，另一類為電流開關(guān)型電路。下面以電壓開關(guān)型電路為例說明丁類功率放大器的工作原理。 電壓開關(guān)型電路如圖2.26(a)所示。兩個同型NPN管V1、V2串聯(lián)，并加上電源電壓EC。輸入變壓器使V1、V2由相位相反的大電壓驅(qū)動，因而V1、V2輪流接通。負(fù)載電阻RL與L0、C0構(gòu)成一高Q串聯(lián)諧振回路， 并調(diào)諧于激勵信號頻率。如果忽略管子導(dǎo)通時的飽和壓降，則兩個晶體管就可等效于圖2.26(b)所示單刀雙擲開關(guān)。,圖2.26 電壓開關(guān)型丁類放大器的線路和波形,2. 戊類高頻功率放大器 戊類功率放大器原理電路如圖2.27(a)所示。它用單管作開關(guān)，驅(qū)動無