第一部分布局1層的設(shè)置在PCB的EMC設(shè)計考慮中，首先涉及的便是層的設(shè)置單板的層數(shù)由電源、地的層數(shù)和信號層數(shù)組成電源層、地層、信號層的相對位置以及電源、地平面的分割對單板的EMC指標至關(guān)重要。11合理的層數(shù)根據(jù)單板的電源、地的種類、信號密度、板級工作頻率、有特殊布線要求的信號數(shù)量，以及綜合單板的性能指標要求與成本承受能力，確定單板的層數(shù)對于EMC指標要求苛刻如產(chǎn)品需認證CISPR16CLASSB而相對成本能承受的情況下，適當增加地平面乃是PCB的EMC設(shè)計的殺手銅之一。111VCC、GND的層數(shù)單板電源的層數(shù)由其種類數(shù)量決定對于單一電源供電的PCB，一個電源平面足夠了對于多種電源，若互不交錯，可考慮采取電源層分割保證相鄰層的關(guān)鍵信號布線不跨分割區(qū)對于電源互相交錯尤其是象8260等IC，多種電源供電，且互相交錯的單板，則必須考慮采用2個或以上的電源平面，每個電源平面的設(shè)置需滿足以下條件單一電源或多種互不交錯的電源；相鄰層的關(guān)鍵信號不跨分割區(qū)；地的層數(shù)除滿足電源平面的要求外，還要考慮元件面下面第2層或倒數(shù)第2層有相對完整的地平面；高頻、高速、時鐘等關(guān)鍵信號有一相鄰地平面；關(guān)鍵電源有一對應(yīng)地平面相鄰如48V與BGND相鄰。112信號層數(shù)在CAD室現(xiàn)行工具軟件中，在網(wǎng)表調(diào)入完畢后，EDA軟件能提供一布局、布線密度參數(shù)報告，由此參數(shù)可對信號所需的層數(shù)有個大致的判斷經(jīng)驗豐富的CAD工程師，能根據(jù)以上參數(shù)再結(jié)合板級工作頻率、有特殊布線要求的信號數(shù)量以及單板的性能指標要求與成本承受能力，最后確定單板的信號層數(shù)。信號的層數(shù)主要取決于功能實現(xiàn)，從EMC的角度，需要考慮關(guān)鍵信號網(wǎng)絡(luò)強輻射網(wǎng)絡(luò)以及易受干擾的小、弱信號的屏蔽或隔離措施。12單板的性能指標與成本要求面對日趨殘酷的通訊市場競爭，我們的產(chǎn)品開發(fā)面臨越來越大的壓力時間、質(zhì)量、成本是我們能否戰(zhàn)勝對手乃至生存的基本條件。對于高端產(chǎn)品，為了盡快將質(zhì)量過硬的產(chǎn)品推向市場，適當?shù)某杀驹黾釉谒y免而對于成熟產(chǎn)品或價格壓力較大的產(chǎn)品，我們必須盡量減少層數(shù)、降低加工難度，用性價比合適的產(chǎn)品參與市場競爭。對于消費類產(chǎn)品，如，電視、VCD、計算機的主板一般都使用6層以下的PCB板，而且會為了滿足大批量生產(chǎn)的要求、嚴格遵守有關(guān)工藝規(guī)范、犧牲部分性能指標。但對于諸如我司當初的GSM、目前的GSR等產(chǎn)品為了盡快將穩(wěn)定產(chǎn)品推向市場，在開發(fā)的初始階段，過于強調(diào)成本、加工工藝因素毫無疑會對產(chǎn)品的開發(fā)進度、質(zhì)量造成一定的影響。以下為目前我司與PCB供應(yīng)商達成的PCB板加工價格列表，大家在考慮性能、成本時可作參考為保密，此表只給出以板厚為20MM的4層樣板每平方厘米價格的比值，僅供參考資料來源采購部2000年7月提供樣板批量板層數(shù)板厚20MM板厚30MM板厚20MM板厚30MM204705903203441參考基準1260590626141176082103820324712915310335397162162124565592152211464776516912105913電源層、地層、信號層的相對位置131VCC、GND平面的阻抗以及電源、地之間的EMC環(huán)境問題此問題有待深入研究、以下列出現(xiàn)有部分觀點，僅供參考1電源、地平面存在自身的特性阻抗，電源平面的阻抗比地平面阻抗高；2為降低電源平面的阻抗，盡量將PCB的主電源平面與其對應(yīng)的地平面相鄰排布并且盡量靠近，利用兩者的相合電容，降低電源平面的阻抗；3電源地平面構(gòu)成的平面電容與PCB上的退相電容一起構(gòu)成頻響曲線比較復(fù)雜的電源地電容，它的有效退相頻帶比較寬，但存在諧振問題。132VCC、GND作為參考平面，兩者的作用與區(qū)別電源、地平面均能用作參考平面，且有一定的屏蔽作用；但相對而言，電源平面具有較高的特性阻抗，與參考電平存在較大的電位勢差；從屏蔽的角度，地平面一般均作了接地處理，并作為基準電平參考點，其屏蔽效果遠遠優(yōu)于電源平面；在選擇參考平面時，應(yīng)優(yōu)選地平面。133電源層、地層、信號層的相對位置對于電源、地的層數(shù)以及信號層數(shù)確定后，它們之間的相對排布位置是每一個EMC工程師都不能回避的話題單板層的排布一般原則1元件面下面第二層為地平面，提供器件屏蔽層以及為頂層布線提供參考平面；2所有信號層盡可能與地平面相鄰；3盡量避免兩信號層直接相鄰；4主電源盡可能與其對應(yīng)地相鄰；5兼顧層壓結(jié)構(gòu)對稱。對于母板的層排布，鑒于我司現(xiàn)有母板很難控制平行長距離布線，對于板級工作頻率在50MHZ以上的50MHZ以下的情況可參照，適當放寬，建議排布原則1元件面、焊接面為完整的地平面屏蔽；2無相鄰平行布線層；3所有信號層盡可能與地平面相鄰；4關(guān)鍵信號與地層相鄰，不跨分割區(qū)。注具體PCB的層的設(shè)置時，要對以上原則進行靈活掌握，在領(lǐng)會以上原則的基礎(chǔ)上，根據(jù)實際單板的需求，如是否需要一關(guān)鍵布線層、電源、地平面的分割情況等，確定層的排布，切忌生搬硬套，或摳住一點不放。鑒于篇幅有限，本文僅列出一般原則，供大家參考。以下為單板層的排布的具體探討四層板，優(yōu)選方案1，可用方案3。方案電源層數(shù)地層數(shù)信號層數(shù)12341112SGPS2112GSSP3112SPGS方案1此方案為CAD室現(xiàn)行四層PCB的主選層設(shè)置方案，在元件面下有一地平面，關(guān)鍵信號優(yōu)選布TOP層至于層厚設(shè)置，有以下建議1滿足阻抗控制；2芯板GND到POWER不宜過厚，以降低電源、地平面的分布阻抗保證電源平面的去藕效果；為了達到一定的屏蔽效果，有人試圖把電源、地平面放在TOP、BOTTOM層，即采用方案2。方案2此方案為了達到想要的屏蔽效果，至少存在以下缺陷電源、地相距過遠，電源平面阻抗較大電源、地平面由于元件焊盤等影響，極不完整由于參考面不完整，信號阻抗不連續(xù)實際上，由于我司大量采用表貼器件，對于器件越來越密的情況下，本方案的電源、地幾乎無法作為完整的參考平面，預(yù)期的屏蔽效果很難實現(xiàn)；方案2使用范圍有限。但在個別單板中，方案2不失為最佳層設(shè)置方案。以下為方案2在XX產(chǎn)品的接口濾波板中的使用案例案例特例在XX產(chǎn)品的接口濾波板XXX的設(shè)計過程中，出現(xiàn)了以下情況A整板無電源平面，只有GND、PGND各占一個平面；B整板走線簡單，但作為接口濾波板，布線的輻射必須關(guān)注；C該板貼片元件較少，多數(shù)為插件。分析1由于該板無電源平面，電源平面阻抗問題也就不存在了；2由于貼片元件少單面布局，若表層做平面層，內(nèi)層走線，參考平面的完整性基本得到保證，而且第二層可鋪銅保證少量頂層走線的參考平面；3作為接口濾波板，PCB布線的輻射必須關(guān)注，若內(nèi)層走線，表層為GND、PGND，走線得到很好的屏蔽，傳輸線的輻射得到控制；鑒于以上原因，在本板的層的排布時，我們決定采用方案2，即GND、S1、S2、PGND，由于表層仍有少量短走線，而底層則為完整的地平面，我們在S1布線層鋪銅，保證了表層走線的參考平面；在傳輸XX產(chǎn)品的五塊接口濾波板中，出于以上同樣的分析，設(shè)計人員吳均決定采用方案2，同樣不失為層的設(shè)置經(jīng)典。列舉以上特例，就是要告訴大家，要領(lǐng)會層的排布原則，而非機械照搬。方案3此方案同方案1類似，適用于主要器件在BOTTOM布局或關(guān)鍵信號底層布線的情況一般情況下，限制使用此方案；六層板，優(yōu)選方案3，可用方案1，備用方案2、4方案電源地信號1234561114S1GS2S3PS42114S1S2GPS3S43123S1G1S2PG2S34123S1G1S2G2PS3對于六層板，優(yōu)先考慮方案3，優(yōu)選布線層S2，其次S3、S1。主電源及其對應(yīng)的地布在4、5層，層厚設(shè)置時，增大S2P之間的間距，縮小PG2之間的間距相應(yīng)縮小G1S2層之間的間距，以減小電源平面的阻抗，減少電源對S2的影響；在成本要求較高的時候，可采用方案1，優(yōu)選布線層S1、S2，其次S3、S4，與方案1相比，方案2保證了電源、地平面相鄰，減少電源阻抗，但S1、S2、S3、S4全部裸露在外，只有S2才有較好的參考平面；對于局部、少量信號要求較高的場合，方案4比方案3更適合，它能提供極佳的布線層S2。層板優(yōu)選方案2、3、可用方案1方案電源地信號123456781125S1G1S2S3PS4G2S52134S1G1S2G2PS3G3S43224S1G1S2P1G2S3P2S44224S1G1S2P1P2S3G3S45224S1G1P1S2S3G2P2S4對于單電源的情況下，方案2比方案1減少了相鄰布線層，增加了主電源與對應(yīng)地相鄰，保證了所有信號層與地平面相鄰，代價是犧牲一布線層；對于雙電源的情況，推薦采用方案3，方案3兼顧了無相鄰布線層、層壓結(jié)構(gòu)對稱、主電源與地相鄰等優(yōu)點，但S4應(yīng)減少關(guān)鍵布線；方案4無相鄰布線層、層壓結(jié)構(gòu)對稱，但電源平面阻抗較高應(yīng)適當加大34、56，縮小23、67之間層間距；方案5與方案4相比，保證了電源、地平面相鄰但S2、S3相鄰，S4以P2作參考平面對于底層關(guān)鍵布線較少以及S2、S3之間的線間竄擾能控制的情況下此方案可以考慮；十層板推薦方案2、3、可用方案1、4方案電源地信號123456789101136S1G1S2S3G2PS4S5G3S62145S1G1S2G2S3G3PS4G4S53235S1G1S2P1S3G2P2S4G3S54244S1G1S2G3P1P2G3S3G4S4方案3擴大34與78各自間距，縮小56間距，主電源及其對應(yīng)地應(yīng)置于6、7層優(yōu)選布線層S2、S3、S4，其次S1、S5本方案適合信號布線要求相差不大的場合，兼顧了性能、成本推薦大家使用但需注意避免S2、S3之間平行、長距離布線方案4EMC效果極佳，但與方案3比，犧牲一布線層在成本要求不高、EMC指標要求較高、且必須雙電源層的關(guān)鍵單板，建議采用此種方案優(yōu)選布線層S2、S3,對于單電源層的情況，首先考慮方案2，其次考慮方案1。方案1具有明顯的成本優(yōu)勢，但相鄰布線過多，平行長線難以控制；十二層板推薦方案2、3，可用方案1、4、備用方案5方案電源地信號1234567891011121147S1G1S2G2S3PS4G3S5S6G4S72156S1G1S2G2S3G3PS4G4S5G5S63246S1G1S2G2S3P1G3S4P2S5G4S64255S1G1S2G2S3G3P1P2G4S4G5S55237S1G1S2S3P1G2S4S5P2S6G3S7以上方案中，方案2、4具有極好的EMC性能，方案1、3具有較佳的性價比；對于14層及以上層數(shù)的單板，由于其組合情況的多樣性，這里不再一一列舉。大家可按照以上排布原則，根據(jù)實際情況具體分析。以上層排布作為一般原則，僅供參考，具體設(shè)計過程中大家可根據(jù)需要的電源層數(shù)、布線層數(shù)、特殊布線要求信號的數(shù)量、比例以及電源、地的分割情況，結(jié)合以上排布原則靈活掌握對于個別有爭議的內(nèi)容我們盡可能提供相關(guān)的實驗數(shù)據(jù)、案例，給予界定，在此之前，建議大家優(yōu)選推薦方案。2模塊劃分及特殊器件的布局談PCB的EMC設(shè)計,不能不談PCB的模塊劃分及關(guān)鍵器件的布局。這一方面是些頻率發(fā)生器件、驅(qū)動器、電源模塊、濾波器件等在PCB上的相對位置和方向都會對電磁場的發(fā)射和接收產(chǎn)生巨大影響，另一方面以上布局的優(yōu)劣將直接影響到布線的質(zhì)量。21模塊劃分211按功能劃分各種電路模塊實現(xiàn)不同的功能，比如說時鐘電路；放大電路；驅(qū)動電路；A/D、D/A轉(zhuǎn)換電路；I/O電路、開關(guān)電源、濾波電路等等。一個完整的設(shè)計可能包含了其中多種功能的電路模塊。在進行PCB設(shè)計時，我們可依據(jù)信號流向，對整個電路進行模塊劃分。從而保證整個布局的合理性，達到整體布線路徑短，各個模塊互不交錯，減少模塊間互相干擾的可能性。212按頻率劃分按照信號的工作頻率和速率可以對電路模塊進行劃分高、中、低漸次展開，互不交錯。213按信號類型分按信號類型可以分為數(shù)字電路和模擬電路兩部分。為了降低數(shù)字電路對模擬電路的干擾，使他們能和平共處、達到兼容狀態(tài)，在PCB布局時需要給他們定義不同的區(qū)域，從空間上進行必要的隔離，減小相互之間的相合。對于數(shù)、模轉(zhuǎn)換電路，如A/D、D/A轉(zhuǎn)換電路，應(yīng)該布放在數(shù)字電路和模擬電路的交界處，器件布放的方向應(yīng)以信號的流向為前提，使信號引線最短，并使模擬部分的管腳位于模擬地上方，數(shù)字部分的管腳位于數(shù)字地上方。214綜合布局電路布局的一個原則，就是應(yīng)該按照信號流向關(guān)系，盡可能做到使關(guān)鍵的高速信號走線最短，其次考慮電路板的整齊、美觀。時鐘信號應(yīng)盡可能短，若時鐘走線無法縮短，則應(yīng)在時鐘線的兩側(cè)加屏蔽地線。對于比較敏感的信號線，也應(yīng)考慮屏蔽措施。時鐘電路具有較大的對外輻射，會對一些較敏感的電路，特別是模擬電路產(chǎn)生較大的影響，因此在電路布局時應(yīng)讓時鐘電路遠離其他無關(guān)電路為了防止時鐘信號的對外輻射，時鐘電路一般應(yīng)遠離I/O電路和電纜連接器。低頻數(shù)字I/O電路和模擬I/O電路應(yīng)靠近連接器布放，時鐘電路、高速電路和存儲器等器件常布放在電路板的最靠近里邊遠離拉手條的位置中低速邏輯電路一般放在電路板的中間位置。如果有A/D、D/A電路，則一般放在電路板最中間的位置。下面是一些基本要點1區(qū)域分割，不同功能種類的電路應(yīng)該位于不同的區(qū)域，如對數(shù)字電路、模擬電路、接口電路、時鐘、電源等進行分區(qū)。2數(shù)、模轉(zhuǎn)換電路應(yīng)布放在數(shù)字電路區(qū)域和模擬電路區(qū)域的交接處。3時鐘電路、高速電路、存儲器電路應(yīng)布放在電路板最靠近里邊遠離拉手條的位置低頻I/O電路和模擬I/O電路應(yīng)靠近HEAD頭布放。4應(yīng)該采用基于信號流的布局，使關(guān)鍵信號和高頻信號的連線最短，而不是首先考慮電路板的整齊、美觀。5功率放大與控制驅(qū)動部分遠離屏蔽體的局部開孔,并盡快離開本板。6晶振、晶體等就近對應(yīng)的IC放置。7基準電壓源模擬電壓信號輸入線、A/D變換參考電源要盡量遠離數(shù)字信號。22特殊器件的布局221電源部分在分散供電的單板上都要一個或者多個DC/DC電源模塊，加上與之相關(guān)的電路，如濾波，防護等電路共同構(gòu)成單板電源輸入部分。現(xiàn)代的開關(guān)電源是EMI產(chǎn)生的重要源頭，干擾頻帶可以達到300MHZ以上，系統(tǒng)中多個單板都有自己獨立的電源，但干擾卻能通過背板或空間傳播到其他的單板上，而單板供電線路越長，產(chǎn)生的問題越大，所以電源部分必須安裝在單板電源入口處。如果存在大面積的電源部分，也要求統(tǒng)一放在單板一測。下面是一個比較好的放置方法，也是大多數(shù)單板所采用的方法。電源部分放置方向主要是考慮輸入輸出線的頁暢，避免交叉。另外，因為往往單板的電源部分相對比較獨立，而又常常會產(chǎn)生EMI的問題，所以推薦利用過孔帶或分割線將電源部分和其他電路部分進行隔離，見下圖222時鐘部分時鐘往往是單板最大的干擾源，也是進行PCB設(shè)計時最需要特殊處理的地方。布局時一方面要使時鐘源離單板板邊尤其是拉手條距離盡量大，另一方面要使時鐘輸出到負載的走線盡量短。在布線部分中，我們提到對時鐘線要優(yōu)先考慮布內(nèi)層，并進行必要的匹配、屏蔽等處理。223電感線圈線圈包括繼電器是最有效的接受和發(fā)射磁場的器件在繼電器選型時應(yīng)盡量考慮采用固態(tài)繼電器。建議線圈放置在離EMI源盡量遠的地方，這些發(fā)射源可能是開關(guān)電源、時鐘輸出、總線驅(qū)動等。線圈下方PCB板上不能有高速走線或敏感的控制線，如果不能避免，就一定要考慮線圈的方向問題，要使場強方向和線圈的平面平行，保證穿過線圈的磁力線最少。224總線驅(qū)動部分隨著系統(tǒng)容量越來越大，總線速率越來越高，總線驅(qū)動能力要求也越來越高，而總線數(shù)量同時大量增加，而總線匹配難以做到十分完美，所以一般總線驅(qū)動器如16244附近的輻射場強很高，在部分單板的測量過程中，我們總線驅(qū)動部分是時鐘之外的另一主要EMI源。在布局上，要求總線驅(qū)動部分離單板拉手條的距離盡量遠，減小對系統(tǒng)外的輻射，同時要求驅(qū)動后信號到宿的距離盡量靠近。如下圖必要的時候可以考慮在大量的總線驅(qū)動部分加局部屏蔽體。225濾波器件濾波措施是必不可少也是最常用的對策手段，原理設(shè)計中經(jīng)常是注意到了很多的濾波措施，比如去相電容、三端電容、磁珠，電源濾波，接口濾波等，但在進行PCB設(shè)計時，如果濾波器件的位置放置不當，那么濾波效果將大打折扣，甚至起不到濾波作用。濾波器件安裝的一般考慮是就近原則。例如去相電容要盡量靠近IC的電源管腳；電源濾波要盡量靠近電源輸入或電源輸出；局部功能模塊的濾波要靠近模塊的入口；對外接口的濾波如磁珠等要盡量靠近接插件等。下面的圖給一個直觀的范例3、濾波31概述在PCB設(shè)計中，濾波既包括專門的信號濾波器的設(shè)計，也包括大量電源濾波電容的使用。濾波是必不可少的一方面，通過其它方式并不能完全抑制進出設(shè)備的傳導(dǎo)噪聲，當電氣信號進出設(shè)備時，必須進行有效地濾波；另一方面，集成芯片的輸出狀態(tài)的變化或其它原因會使芯片供電電源上產(chǎn)生一定的噪聲，并影響該芯片本身或其它芯片的正常工作。下面的例子說明了電源濾波電容的作用圖31。圖31電源走線上存在有一定的電感如圖31所示，當IC1的輸出由0變到1時，需要電源VCC對電容C充電DI來實現(xiàn)，電源供電回路上對于脈沖充電電流存在等效電感L，當電流變化時，就會在等效電感L上產(chǎn)生電壓圖32IC1的輸出狀態(tài)變化引起電源的波動一方面可以引起電路功能失效，另一方面是主要的輻射源，引起單板輻射增大，為了消除上述影響，采用濾波電容可以解決，改進后的電路如圖33所示。圖33電源濾波電容的應(yīng)用如圖33所示，當IC1的輸出由0到1變化時，不再是通過VCC提供DI，而是通過濾波電容C2的放電來提供所需要的瞬時電流，完成電路的邏輯轉(zhuǎn)換，這樣就可以避免電源線上等效電感L而引起的電源噪聲。32濾波器件常用的濾波器件有很多種，包括電阻、電感、電容、鐵氧體磁珠等。321電阻電阻不能單獨用來做濾波的用途，它一般與電容結(jié)合起來組成RC濾波網(wǎng)絡(luò)使用。電阻的特性如圖34所示。由圖可知，由于引線電感ESL與寄生電容的存在，電阻的高低頻特性有很大的差異，這一點在設(shè)計濾波器時應(yīng)該加以注意。圖34導(dǎo)線、電阻、電感與電容的高頻特性與低頻特性圖34同時給出了導(dǎo)線的低頻特性與高頻特性的區(qū)別，可以進一步地說明濾波的重要性。322電感電感的高、低頻特性如圖4所示。由于引線電阻ESR和寄生電容的存在，使電感存在一個自諧振頻率FC，電感在低于FC的頻率范圍內(nèi)表現(xiàn)為電感的特性，但在高于FC的頻率范圍內(nèi)，則表現(xiàn)為電容的特性。這是在計算濾波器的插入損耗時需要尤其注意的地方。323電容電容是在濾波電路中最為常用的器件。關(guān)于電容在后文中有詳細地描述。324鐵氧體磁珠鐵氧體磁珠也是濾波常用的器件。用于電磁噪聲抑制的鐵氧體是一種磁性材料，由鐵、燥、辭氧化物混合而成，具有很高的電阻率，較高的磁導(dǎo)率約為1001500。鐵氧體磁珠串接在信號或電源通路上，用于抑制差模噪聲。當電流流過鐵氧體時，低頻電流可以幾乎無衰減地流過，但高頻電流卻會受到很大的損耗，轉(zhuǎn)變成熱量散發(fā)。鐵氧體磁珠可以等效為電阻與電感的串聯(lián)，但電阻值與電感值都是隨頻率而變化的。典型的鐵氧體磁珠的頻率特性如圖35所示。圖35典型的鐵氧體磁珠的頻率特性資料來源MURATA鐵氧體磁珠與普通的電感相比具有更好的高頻濾波特性。鐵氧體在高頻時呈現(xiàn)電阻性，相當于品質(zhì)因數(shù)很低的電感器，所以能在相當寬的頻率范圍內(nèi)保持較高的阻抗，從而提高高頻濾波效能。325共模電感共模電感插入傳輸導(dǎo)線對中，可以同時抑制每根導(dǎo)線對地的共模高頻噪聲。通常的做法是把兩個相同的線圈繞在同一個鐵氧體環(huán)上，鐵氧體磁損較小，繞制的方法使得兩線圈在流過共模電流時磁環(huán)中的磁通相互疊加，從而具有相當大的電感量，對共模電流起到抑制作用，而當兩線圈流過差模電流時，磁環(huán)中的磁通相互抵消，幾乎沒有電感量，所以差模電流可以無衰減地通過。典型的共模電感的特性曲線如圖36所示。圖36典型的共模電感的頻率特性資料來源MURATA33濾波電路331濾波電路的形式在EMC設(shè)計中，濾波的作用基本上是衰減高頻噪聲，所以濾波器通常都設(shè)計為低通濾波器。濾波電路的典型結(jié)構(gòu)形式如下圖所示。圖37低通濾波器的結(jié)構(gòu)形式圖37A所示為電感濾波器，適用于高頻時源阻抗和負載阻抗較小的場合；圖37B所示為電容濾波器，適用于高頻時源阻抗和負載阻抗較大的場合；圖37C和D所示為形濾波器，前者適用于高頻時源阻抗較小、負載阻抗較大的場合，后者適用于高頻時源阻抗較大、負載阻抗較小的場合；圖37E所示為型濾波器，適用于高頻時源阻抗與負載阻抗均較大的場合；圖37F所示為T型濾波器，適用于高頻時源阻抗與負載阻抗都比較小的場合。還有一種經(jīng)常應(yīng)用的濾波器是電源用EMI濾波器。其結(jié)構(gòu)形式如圖38所示。圖38電源EMI濾波器332濾波電路的布局與布線濾波電路在布局布線時必須嚴格注意。1濾波電路的地應(yīng)該是一個低阻抗的地，同時不同的功能電路之間不能存在共地阻抗；2濾波電路的輸入輸出不能相互交叉走線，應(yīng)該加以隔離；3在濾波電路的設(shè)計中，同時應(yīng)該注意使信號路徑盡量短、盡量簡潔盡量減小濾波電容的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻；4接口濾波電路應(yīng)該盡量靠近接插件。34電容在PCB的EMC設(shè)計中的應(yīng)用341濾波電容的種類電容在PCB的EMC設(shè)計中是使用最為廣泛的器件。電容按功能的不同可以分為三種去耦DECOUPLE打破系統(tǒng)或電路的端口之間的耦合，以保證正常的操作。旁路BYPASS在瞬態(tài)能量產(chǎn)生的地方為其提供一個到地的低阻抗通路。是良好退相的必備條件之一。儲能BULK儲能電容可以保證在負載快速變到最重時電壓不會下跌。342電容自諧振問題我們用來濾波的電容器并不是理想的電容器，在系統(tǒng)中實際表現(xiàn)為理想電容與電感和電阻的串聯(lián)。如圖39所示。圖39理想電容器與實際電容器的等效電路示意圖多層電容器MUTILAYERCAPACITOR在裝配到PCB板上時會產(chǎn)生將近5NH的寄生電感，再加上約30M歐的引線電阻，其頻率特性表現(xiàn)為如圖310所示的曲線。濾波電容將不是理想的低通濾波器，實際的插入損耗特性表現(xiàn)為以自諧振點為中心的帶通濾波電路。圖310單個電容的實際幅頻特性兩個電容串聯(lián)時，由于ESL等效串聯(lián)電感和ESR等效串聯(lián)電阻的存在，會產(chǎn)生反諧振問題。圖311給出了電容并聯(lián)的等效原理圖，圖312給出了它們的真實的幅度頻率特性。圖311并聯(lián)電容的等效原理圖圖312并聯(lián)電容的真實幅頻特性圖312顯示，在將近15MHZ到175MHZ的一個較寬的頻帶內(nèi)，并聯(lián)電容的阻抗比單獨一個大電容的阻抗要來的大，由于兩電容產(chǎn)生了諧振，在150MHZ處產(chǎn)生了一個阻抗的峰值，系統(tǒng)其他部分在該頻率范圍內(nèi)產(chǎn)生的能量只能有很少的一部分被旁路到地平面。342ESR對并聯(lián)電容幅頻特性的影響圖312所示的阻抗的峰值與電容器的ESR的值成反比，隨著單板設(shè)計水平與器件性能的提高，并聯(lián)電容的阻抗的峰值將會隨著ESR的減小而增加，并聯(lián)諧振峰值的形狀與位置取決于PCB板的設(shè)計與電容的選擇。有幾條原則應(yīng)該了解1隨著ESR的減小，諧振點的阻抗會減小，但反諧振點的阻抗會增大；2N個相同電容并聯(lián)使用時，最小阻抗可能小于ESR/N；3多個電容并聯(lián)時，阻抗并不一定發(fā)生在電容的諧振點；4對于給定數(shù)量的電容器，比較好的選擇是電容值在一個較大的范圍內(nèi)均勻展開，各個電容值的ESR適中；比較差的選擇是僅有少量的電容值，而且電容的ESR都非常小。343ESL等效串聯(lián)電感對并聯(lián)電容幅頻特性的影響電容封裝和結(jié)構(gòu)不同，ESL也不同，幾種典型封裝電容的ESL如下表31所示。表31幾種典型封裝的電容的ESL電容的ESL與電容值一起決定電容器的諧振點與并聯(lián)電容器的反諧振點的頻率范圍。在實際的設(shè)計中，應(yīng)該盡量選用ESL小的電容器。344電容器的選擇對于RF設(shè)計而言，陶瓷電容器、聚酶纖維電容器和聚苯乙烯薄膜電容器都是很好的選擇。對于EMI濾波器來講，對電容器的介質(zhì)材料要求并不高，常見的X7R、Y5V和Z5U等松散介質(zhì)都是不錯的選擇；通常絕對的電容值、電容器的溫度系數(shù)、電壓變化系數(shù)等并不重要。不同種類、不同容值的電容濾波范圍是不同的，下面是典型的插入損耗比對效果圖313不同容值的電容器的插入損耗由上圖可看出，同為0805封裝的貼片陶瓷電容，001UF的電容比01UF的電容具有更好的高頻濾波特性；建議板極工作頻率高于50MHZ的單板如傳輸、MUSA的多數(shù)單板全部使用001UF的濾波電容，而不是我們目前大量采用的01UF的濾波電容。345去相電容與旁路電容的設(shè)計建議1以供應(yīng)商提供的產(chǎn)品資料上的自諧振特性為基礎(chǔ)選擇電容，使之符合設(shè)計的時鐘速率與噪聲頻率的需要。2在所需要的頻率范圍內(nèi)加盡可能多的電容。例如，圖312所示的22NF的電容的自諧振頻率將近為11MHZ，有用的阻抗1歐姆范圍為6M40MHZ，你可以在該頻帶范圍內(nèi)加盡可能多的電容，以達到需要退相的水平。3在盡可能靠近IC每個電源管腳的地方，至少放一個去相電容器，以減小寄生阻抗。4旁路電容與IC盡可能放在同一個PCB平面上。圖314給出了一個示例。圖314有一個需要特別注意的地方在兩種布局中，VCC網(wǎng)絡(luò)都只有一個點連到VCC平面。這樣做，使得IC內(nèi)外的噪聲都必須通過這個唯一的過孔走到電源平面上去，過孔的附加阻抗幫助避免了噪聲向系統(tǒng)其余部分的擴散。圖314布局舉例5對于多時鐘系統(tǒng)可以將電源平面作圖314所示的分割，對每一個部分使用一種正確容值的電容器，被狹縫分隔的電源平面將一部分的噪聲與其他部分的敏感器件分隔開來，同時提供了電容值的分離；6對于時鐘頻率在一個較寬的范圍內(nèi)變化的系統(tǒng)，旁路電容的選擇甚為困難。一個較好的解決方法是將兩個容值上接近21的電容并聯(lián)放置，這樣做可以提供一個較寬的低阻抗區(qū)，和一個較寬的旁路頻率，圖315給出了這種搭配的一個例子，可以看到，阻抗峰值仍然產(chǎn)生了，但卻小于15歐，而可用的頻率范圍阻抗小于15歐則擴展到將近325MHZ到100MHZ的范圍，這種多退相電容的方法只在一個單獨的IC需要一個較寬的旁路頻率范圍而且單個電容無法達到這一頻帶時才使用。而且，容值必須保持21的范圍內(nèi)，以避免阻抗峰值超過可用的范圍。注，以上適用對象為信號端的濾波，對于電源去藕電容不能類推。圖315多時鐘系統(tǒng)的去相電容的設(shè)計346儲能電容的設(shè)計儲能電容可以保證在負載快速變到最重時供電電壓不會下跌。儲能電容可分為板極儲能電容、器件級儲能電容兩種A板極儲能電容保證負載快速變到最重時，單板各處供電電壓不會下跌。在高頻、高速單板以及條件允許的背板，建議均勻排布一定數(shù)量的較大容值的鋁電容1UF、10UF、22UF、33UF，以保證單板同一電壓的值保持一致。B器件級儲能電容保證負載快速變到最重時，器件周圍各處供電電壓不會下跌。對于工作頻率、速率較高、功耗較大的器件，建議在其周圍排放14個較大容值的鋁電容1UF、10UF、22UF、33UF，以保證器件快速變換時其工作電壓保持不變。儲能電容的設(shè)計應(yīng)該與去相電容的設(shè)計區(qū)別開來。有以下設(shè)計建議1當單板上具有多種供電電壓時，對一種供電電壓儲能電容仍然只選用一種容值的電容器，一般選用表貼封裝的TANTALUM電容鋁電容，可以根據(jù)需要選擇10UF、22UF、33UF等；2不同供電電壓的芯片構(gòu)成一個群落，儲能電容在這個群落內(nèi)均勻分布，如下圖所示圖14儲能電容的分布4地的分割與匯接接地是抑制電磁干擾、提高電子設(shè)備EMC性能的重要手段之一。正確的接地既能提高產(chǎn)品抑制電磁干擾的能力，又能減少產(chǎn)品對外的EMI發(fā)射。41接地的含義電子設(shè)備的“地“通常有兩種含義一種是“大地“安全地，另一種是“系統(tǒng)基準地“信號地。接地就是指在系統(tǒng)與個電位基準面之間建立低阻的導(dǎo)電通路?！敖哟蟮亍熬褪且缘厍虻碾娢粸榛鶞剩⒁源蟮刈鳛榱汶娢?，把電子設(shè)備的金屬外殼、電路基準點與大地相連接。把接地平面與大地連接，往往是出于以下考慮A提高設(shè)備電路系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性；B靜電泄放；C為操作人員提供安全保障。在交換、接入網(wǎng)等產(chǎn)品中，一般單板的拉手條都通過拉手條的定位孔與保護地連接，以便靜電瀉放。在做PON16的ESD實驗。由于DMU的拉手條沒有接PGND本應(yīng)金屬化處理的定位孔被誤設(shè)計成非金屬化孔，致使該板的拉手條并未接到保護地上。文在機殼局端或者遠端的后面板進行靜電試驗接觸放電和空氣放電時，容易引起復(fù)位。更改焊盤設(shè)計，拉手條接PGND后，復(fù)位問題解決，ESD測試通過。42接地的目的A安全考慮，即保護接地；B為信號電壓提供一個穩(wěn)定的零電位參考點信號地或系統(tǒng)地；C屏蔽接地。43基本的接地方式電子設(shè)備中有三種基本的接地方式單點接地、多點接地、浮地。431單點接地單點接地是整個系統(tǒng)中，只有一個物理點被定義為接地參考點，其他各個需要接地的點都連接到這一點上。單點接地適用于頻率較低的電路中（1MHZ以下）。若系統(tǒng)的工作頻率很高，以致工作波長與系統(tǒng)接地引線的長度可比擬時，單點接地方式就有問題了。當?shù)鼐€的長度接近于1/4波長時，它就像一根終端短路的傳輸線，地線的電流、電壓成駐波分布，地線變成了輻射天線，而不是起到“地”的作用。為了減少接地阻抗，避免輻射，地線的長度應(yīng)該小于1/20波長。在電源電路的處理上，一般可以考慮單點接地。對于我公司大量采用的數(shù)字點登陸，由于其含有豐富的高次諧波，一般不建議采用單點接地方式。432多點接地多點接地是指設(shè)備中各個接地點都直接接到距它最近的接地平面上，以使接地引線的長度最短。多點接地電路結(jié)構(gòu)簡單，接地線上可能出現(xiàn)的高頻駐波現(xiàn)象顯著減少，適用于工作頻率較高的（10MHZ）的場合。但多點接地的情況下，要注意地環(huán)路問題，尤其是不同的模塊、設(shè)備之間組網(wǎng)時。地線回路導(dǎo)致的電磁干擾；理想地線應(yīng)是一個零電位、零阻抗的物理實體。但實際的地線本身既有電阻分量又有電抗分量，當有電流通過該地線時，就要產(chǎn)生電壓降。地線會與其他連線信號、電源線等構(gòu)成回路，當時變電磁場相合到該回路時，就在地回路中產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，并由地回路相合到負載，構(gòu)成潛在的EMI威脅。以下圖為例圖，公共地阻抗相合由于分布電容的作用，在傳輸線與地之間存在一回路BCDEFA。由于地阻抗的存在，當?shù)仉娏鱅G流過地平面時，會在ZG產(chǎn)生一電壓降VI，即該電路的B、E兩點之間出現(xiàn)電壓降VI。此電壓VI對兩根信號連線是公共的，從而引起電流I1、I2在兩根線中流動。由于I1、I2流過的路徑的阻抗不同，文由此阻抗不平衡在負載兩端產(chǎn)生差模電壓V0，此即為地回路EMI來源之一。外界電磁場與地回路交鏈，在回路中產(chǎn)生感應(yīng)電壓VI，有式中，E電場強度DL繞回路周邊線積分時的微分矢徑穿過回路所圍面積的總磁通B磁通密度該電壓對于圍繞包括兩條連接導(dǎo)線的兩個回路面積的共模電流I1和I2起到潛在的電磁干擾源的作用。433浮地浮地是指設(shè)備地線系統(tǒng)在電氣上與大地絕緣的一種接地方式。由于浮地自身的一些弱點，不太適合于我司一般的大系統(tǒng)中，其接地方式很少采用，在此不作詳細介紹。434以上各種方式組成的混合接地方式44關(guān)于接地方式的一般選取原則對于給定的設(shè)備或系統(tǒng)，在所關(guān)心的最高頻率對應(yīng)波長為入，當傳輸線的長度L入，則視為高頻電路，反之，則視為低頻電路。根據(jù)經(jīng)驗法則，對于低于1MHZ的電路，采用單點接地較好；對于高于10MHZ，則采用多點接地為佳。對于介于兩者之間的頻率而言，只要最長傳輸線的長度L小于/20入，則可采用單點接地以避免公共阻抗耦合。對于接地的一般選取原則如下1低頻電路10MHZ，建議采用多點接地；3高低頻混合電路，混合接地。對于系統(tǒng)、背板的接地方式以及單板接地的詳細介紹請見下文。441系統(tǒng)接地方式關(guān)于系統(tǒng)接地方式的詳細介紹請參見LGPLPP；即優(yōu)選地作參考平面D確保關(guān)鍵走線未跨分割區(qū)的布線層需要強調(diào)的是PCB的設(shè)計需要綜合考慮功能實現(xiàn)、成本、EMC、工藝、美觀等多種因素，在優(yōu)選布線層上，沒有一成不變的原則。以上建議作為一般指導(dǎo)原則，僅供大家在進行PCB設(shè)計時參考。CAD工程師的價值也就在于在多種因素中，折衷考慮，找到最佳解決途徑。例如在布局部分第一章關(guān)于十層板有如下層排布方案方案電源地信號123456789101136S1G1S2S3G2PS4S5G3S62145S1G1S2G2S3G3PS4G4S53235S1G1S2P1S3G2P2S4G3S54244S1G1S2G3P1P2G3S3G4S4在方案1里，由于S2、S3均在內(nèi)層，且夾在兩地平面之間，在布關(guān)鍵信號時，我們首先考慮S2、S3，并保證層間無平行長線關(guān)鍵網(wǎng)絡(luò)S4、S5與S2、S3基本相同，但夾在電源、地平面之間，根據(jù)我們現(xiàn)有掌握的情況，電源、地平面之間的EMC環(huán)境差于兩地平面之間的EMC環(huán)境，因而S4、S5的優(yōu)先級別低于S2、S3，由于S5以阻抗較低的G3作參考平面，其優(yōu)先級別略高于S4S1、S6同為表層布線，一般而言，表層TOP由于器件PIN密度高于底層BOTTOM，兩者之間，我們優(yōu)先考慮S6即，方案一的布線優(yōu)先級別為S2S3S5S4S6S1注以上未考慮到電源、地平面的分割情況，實際情況因分割因素可能有所出入。同樣分析，方案2的布線優(yōu)先級別S2S3S4S5S1；方案3的布線優(yōu)先級別S2S3S4S5S1；方案4的布線優(yōu)先級別S2S3S4S1；3阻抗控制31特征阻抗的物理意義311輸入阻抗在集總電路中，輸入阻抗是經(jīng)常使用的一個術(shù)語，它的物理意義是從單口網(wǎng)絡(luò)看進去的電壓和電流的比值。如圖圖1輸入阻抗輸入阻抗ZINU/I。312特征阻抗對于PCB來說每一段走線都有特定的阻抗值，走線電感是引起PCB上射頻輻射的重要因素之一。甚至于從芯片硅芯到安裝焊盤之間的引線電感也會引起可觀的射頻電勢，尤其是電路板上的細長走線會有較大的引線電感。通常如果有射頻電壓加在一段阻抗上就會有相應(yīng)的射頻電流流過，就會引發(fā)電磁干擾。隨著信號傳輸速率越來越高，PCB走線己經(jīng)表現(xiàn)出傳輸線的性質(zhì)，在集總電路中視為短路線的連線上在同一時刻的不同位置的電流電壓己經(jīng)不同，所以不能用集總參數(shù)來表示，必須采用分布參數(shù)來處理。傳輸線的模型可以表示如下圖圖2傳輸線模型現(xiàn)在我們對以上傳輸模型進行物理方程的解答。傳輸線的性質(zhì)可以用電報方程來表達,電報方程如下DU/DZRJWLI1DI/DZGJWCU2電報方程的通解為通解中的為傳播常數(shù)3為特征阻抗4從通解中可以看到傳輸線上的任意一點的電壓和電流都是入射波和反射波的疊加，因此傳輸線上任意一點的輸入阻抗值都是時間、位置、終端匹配的函數(shù)，所以再使用輸入阻抗來研究傳輸線己經(jīng)失去意義了，所以引入了特征阻抗、行波系數(shù)、反射系數(shù)的概念。注意反射系數(shù)和行波系數(shù)并不僅限于在傳輸線的兩端，對于傳輸線上的任意點，它們都有意義。特征阻抗是指傳輸線理論中較為重要的概念，是沿線上分布電容和電感的的等效，它的物理意義是，入射波的電壓與電流的比值，或反射波的電壓與電流的比值。由電報方程可以得到特征阻抗的解，見式4，由于R、G的值相對比較小，特征阻抗可簡化為5反射系數(shù)是傳輸線上一處的反射波電壓或電流與入射波或電流之比。反射系數(shù)為（6）行波系數(shù)是傳輸線上一處的最小電壓或電流與最大電壓或電流之比。他們都與特征阻抗密切相關(guān)。313偶模阻抗、奇模阻抗、差分阻抗當兩根傳輸線比較靠近時他們之間會存在相合，相合會使傳輸線的特征阻抗發(fā)生改變，引出一個有效特征阻抗的概念。我們首先從感性上進行存在相合時研究有效特征阻抗的計算方法。如圖3圖3傳輸線的相合示意圖容易得到以下公式V1Z11I1Z11KI27V2Z22I2Z22KI18式中的K為耦合系數(shù)。當兩根相同的傳輸線上傳的是差分信號時，I1I2,ZOZ11Z22所以，V1ZO1KI19V2ZO1KI110這就引入了一個奇模阻抗的概念ZODD，即當在一對相合傳輸線中傳輸差分信號時，單根傳輸線的有效特征阻抗，即奇模阻抗ZODDZO1K11為了克服反射，在每根差分線上加的終端匹配電阻應(yīng)為奇模阻抗ZODD，而不是ZO。在一般的差分信號的應(yīng)用中，為了避免引入來自地的噪音，采用一個阻值為2倍ZODD的電阻跨在差分對上的匹配方式，這個電阻就是差分電阻，它的值應(yīng)為奇模阻抗的二倍。ZDIFF2ZODD12和奇模傳輸相對應(yīng)，當兩根相鄰傳輸線上傳輸共模信號，即I1I2時，同理我們可以得到以下公式V1ZO1KI113V2ZO1KI114這就引入了偶模阻抗的概念偶模阻抗ZEVENV1/I1ZOX1K15通過以上的差分阻抗的感性認識后，我們再進行奇模阻抗、偶模阻抗和差分阻抗的的數(shù)學(xué)推導(dǎo)。忽略傳輸線上的損耗，我們可以建立相合傳輸線的模型如下圖4相合傳輸線的模型L1、C1分別為有另外一根傳輸線存在時的，一根傳輸線上的分布電感和分布電容，L12、C12為兩根傳輸線之間的相合電感和相合電容。L0、C0為沒有另外一根傳輸線存在時的,單根傳輸線上的分布電感和分布電容。電容相合系數(shù)為KCC12/C1,電感相合系數(shù)為KLL12/L1,對傳輸線1，建立傳輸線方程組得DU1/DZJWL11I1JWL12I216DI1/DZJWC11U1JWC12U217式中L11L1，C11C1C12。當傳輸奇模信號時，即U1U2UO,I1I2IO時，傳輸線方程變?yōu)镈UO/DZJWL111KLIO18DIO/DZJWC111KCUO19和電報方程對比，不難得出根據(jù)磁場分布的特點，當存在另一根線相合時，如果該線并非導(dǎo)磁體，其場分布圖形受到的影響不大。與公式10B和13得到的偶模和奇模阻抗公式是一致的，這證明我們的推導(dǎo)是正確的。以上只是理論上的推導(dǎo)，通常，傳輸線的延遲和特征阻抗是由所用的PCB印制線的橫截面幾何形狀和絕緣材料計算得到，以上公式就是計算的基礎(chǔ)。具體的計算方法參見公司的3W。如圖8B圖所示。53微帶線布線PCB頂層走射頻信號，射頻信號下面的平面層必須是完整的接地平面，形成微帶線結(jié)構(gòu)。如圖9所示。要保證微帶線的結(jié)構(gòu)完整性，必須做到1微帶線兩邊的邊緣離地平面邊緣至少要有3W寬度。2且在3W范圍內(nèi)，不得有非接地的過孔。3禁止射頻信號走線跨第二層的地平面縫隙。4、微帶線邊沿電場向兩側(cè)延伸，非相合微帶線間要加地銅皮，并在地銅皮上加地過孔。4微帶線至屏蔽壁距離應(yīng)保持為2W以上。W線寬54微帶線相合器常用于檢測大功率信號的強度、駐波。在要求不高、且相合度大于20DB的情況下可以用兩條靠近的PCB走線做成微帶線相合器，如圖10A所示。當要求有定向性時，相合長度L為L/4W為相合線條的寬度，一般要保證微帶線的阻抗為50圖10微帶線相合器和功分器55微帶線功分器在要求不高的情況下，可以用PCB走線做成微帶線功分器。如圖10B所示。要保證阻抗?jié)M足下列要求Z050Z121/2Z0707從功率合成點B到電阻C點之間的走線距離LBC應(yīng)滿足下式LBC/4，電阻阻值為100。圖11、微帶線原件56微帶線基本元件1微帶線段A等效電路元件可表達為DJLJZOSINJCJ1/TG/2細微帶線的特性阻抗ZO較高，微帶線段具有串聯(lián)電感作用寬微帶線的特性阻抗低，等效為并聯(lián)電容。2微帶線并聯(lián)開路分支B的等效電路元件為EZOPJ1/ZOCTGP當分支線長度P90時，等效為容抗。用這三種微帶元件，即可組成變化多端的各種微帶電路。這些微帶電路具有一定的濾波作用。應(yīng)用最廣泛的微帶元件是/4微帶線，下面提到一個應(yīng)用實例。周期正弦波間隔四分之一波長90處的兩點，互相之間的影響最小。當/4微帶線一端直接接地，或通過高頻濾波電容如100PF接地，即一端交流接地時，另一端相當于交流開路，對線長等于/4的信號來說具電感效應(yīng)，其典型應(yīng)用是小信號放大管或功放管的偏置與供電電路，如圖12所示。PCB設(shè)計要點如下1功放管的輸出端偏置走線長度為/4，是最近的高頻濾波電容到信號走線或匹配銅皮的距離。2功放管的輸入端偏置走線長度為/4，是最近的高頻濾波電容到信號走線或匹配銅皮的距離。3并聯(lián)的組合濾波電容要排列在一起，要注意排列次序，如圖12所示。/4的高阻線要直接從高頻濾波電容的腳上拉出來。57帶狀線布線有些射頻信號要從PCB的中間層穿過，最多見的是從第三層走，第二層和第四層必須是完整的接地平面，即偏心帶狀線結(jié)構(gòu)。如圖13所示。要保證帶狀線的結(jié)構(gòu)完整性。必須做到1帶狀線兩邊的邊緣離地平面邊緣至少要有3W寬度。2且在3W范圍內(nèi)，不得有非接地的過孔。3禁止射頻信號走線跨第二層或第四層的地平面縫隙。58射頻信號走線兩邊包地銅皮要求地銅皮到信號走線間隔三15W，地銅皮邊緣加地線孔，孔間距小于/20，均勻整齊排列地線銅皮邊緣要光滑、平整，禁止尖銳毛刺除特殊用途外，禁止射頻信號走線上伸出多余的線頭。6其它設(shè)計考慮在絲印上增加“RF“字符，用于PCB加工和成品板檢驗時，按射頻PCB的專用要求執(zhí)行。由于射頻器件的工作頻率很高，器件內(nèi)部輸入端不能直接加保護電路，比其它器件更易受到靜電擊穿，因此在PCB設(shè)計時，絲印上要加醒目的防靜電標志。第五部分附錄1PCB設(shè)計中的安規(guī)考慮11引言可能造成危害和傷害的危險有下列幾類電擊；與能量有關(guān)的危險；著火；與熱有關(guān)的危險；機械危險；輻射；化學(xué)危險；PCB作為一個系統(tǒng)中的重要組成部分，以上各項都與其有非常緊密的聯(lián)系。需要特別說明的是，相關(guān)標準中對于安全標識與安全說明書的條款有很多，這里只列出與PCB設(shè)計、調(diào)試和安裝維修過程相聯(lián)系的一些條款，以引起特別的注意。如果需要進行正式的安規(guī)測試或認證，還應(yīng)該以正式的標準為依據(jù)。12安全標識121對安全標識通用準則在PCB板上使用的安全標識，應(yīng)該符合安