第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)4.1引言4.2線性調(diào)制技術(shù)4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合的調(diào)制技術(shù)4.5正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)4.6擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)4.7在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析12/21/20221第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)4.1引言12/17/202214.1引言調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號或數(shù)字信號變換成適合信道傳輸?shù)男盘枴Ｔ撔盘柗Q為已調(diào)信號。調(diào)制過程用于通信系統(tǒng)的發(fā)端。在接收端需將已調(diào)信號還原成傳輸前的原始信號，該過程稱為解調(diào)。12/21/202224.1引言調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號或數(shù)字信號變換成

按照調(diào)制器輸入信號(該信號稱為調(diào)制信號)的形式，調(diào)制可分為模擬調(diào)制(或連續(xù)調(diào)制)和數(shù)字調(diào)制。模擬調(diào)制是利用輸入的模擬信號直接調(diào)制(或改變)載波(正弦波)的振幅、頻率或相位，從而得到調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)或調(diào)相(PM)信號。數(shù)字調(diào)制是利用數(shù)字信號來控制載波的振幅、頻率或相位。常用的數(shù)字調(diào)制有：頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)等。

12/21/20223按照調(diào)制器輸入信號(該信號稱為調(diào)制信號)的

移動通信信道的基本特征是：第一，帶寬有限，它取決于可使用的頻率資源和信道的傳播特性；第二，干擾和噪聲影響大，這主要是移動通信工作的電磁環(huán)境所決定的；第三，存在著多徑衰落。針對移動通信信道的特點(diǎn)，已調(diào)信號應(yīng)具有高的頻譜利用率和較強(qiáng)的抗干擾、抗衰落的能力。12/21/20224移動通信信道的基本特征是：12/17/202移動通信系統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制要求：（1）必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)制方式；（2）盡可能提高頻譜利用率；（3）具有良好的誤碼率性能。12/21/20225移動通信系統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制要求：（1）必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)：功率有效性帶寬有效性功率有效性ηp是反映調(diào)制技術(shù)在低功率電平情況下保證系統(tǒng)誤碼性能的能力。帶寬有效性ηB是反映調(diào)制技術(shù)在一定的頻帶內(nèi)數(shù)字有效性的能力。12/21/20226數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)：功率有效性帶寬有效性功率有效性ηp是反映由香農(nóng)(Shannon)定理：式中，C為信道容量；B為RF帶寬；S/N為信噪比;lb=loga,a=2。因此，最大可能的ηBMAX為對于GSM，B=200kHz,SNR=10dB,則有：12/21/20227由香農(nóng)(Shannon)定理：式中，C為信道容量；B為RF移動通信系統(tǒng)采用的主要調(diào)制方式：GSMTDMA＋FDMAGMSKDCS1800TDMAGMSKDCS1900TDMAGMSKIS-95CDMAQPSK/BPSKPACSTDMA/FDMA/4-DQPSK12/21/20228移動通信系統(tǒng)采用的主要調(diào)制方式：GSM4.2線性調(diào)制技術(shù)在線性調(diào)制中，發(fā)射信號s(t)的幅度隨調(diào)制信號a(t)線性變化。線性調(diào)制技術(shù)具有頻譜利用率高的優(yōu)點(diǎn)。12/21/202294.2線性調(diào)制技術(shù)在線性調(diào)制中，發(fā)射信號s(t4.2線性調(diào)制技術(shù)4.2.1二進(jìn)制移相鍵控(BPSK)4.2.2差分移相鍵控(DPSK)4.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)4.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)4.2.5/4-QPSK12/21/2022104.2線性調(diào)制技術(shù)4.2.1二進(jìn)制移相鍵控(BPSK4.2.1二進(jìn)制移相鍵控（BPSK）1.BPSK信號表達(dá)式式中，Tb為碼元寬度，a(t)為調(diào)制信號。12/21/2022114.2.1二進(jìn)制移相鍵控（BPSK）1.BPSK信號表2.BPSK的功率譜密度PBPSK

式中，gBPSK為信號復(fù)包絡(luò)。信號復(fù)包絡(luò)的功率譜密度為12/21/2022122.BPSK的功率譜密度PBPSK式中，gBPSK為信所以，BPSK的功率譜密度PBPSK為12/21/202213所以，BPSK的功率譜密度PBPSK為12/17/20223.BPSK接收機(jī)

如果信道無多徑傳輸出現(xiàn),接收端的BPSK信號可表示為式中,θch是相對于信道時(shí)延有關(guān)的相位。12/21/2022143.BPSK接收機(jī)式中,θch是相對于信道時(shí)延有關(guān)的相圖4-1帶載波恢復(fù)電路的BPSK接收機(jī)12/21/202215圖4-1帶載波恢復(fù)電路的BPSK接收機(jī)12/17/20式中:12/21/202216式中:12/17/2022164.2.2差分移相鍵控DPSK圖4-2DPSK調(diào)制器框圖

12/21/2022174.2.2差分移相鍵控DPSK圖4-2DPSK調(diào)制器圖4-3差分編碼實(shí)現(xiàn)

12/21/202218圖4-3差分編碼實(shí)現(xiàn)12/17/202218圖4-4DPSK接收機(jī)框圖

12/21/202219圖4-4DPSK接收機(jī)框圖12/17/202219

在加性白噪聲（AWGN，AdditiveWhiteGaussianNoise）情況下，DPSK的誤碼率Pe,DPSK為12/21/202220在加性白噪聲（AWGN，AdditiveW4.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)QPSK信號表達(dá)式由于在一個(gè)調(diào)制符號中發(fā)送2bit,QPSK較BPSK頻帶利用率提高了一倍。載波相位取四個(gè)空間相位0、π/2,π和3π/2中的一個(gè)，每個(gè)空間相位代表一對惟一的比特。12/21/2022214.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)QPSK信號表達(dá)在QPSK系統(tǒng)中，載波相位共有四個(gè)可能的取值，對應(yīng)于四個(gè)已調(diào)信號的矢量圖。圖4－5QPSK信號矢量圖(a)π/4系統(tǒng)(b)π/2系統(tǒng)

12/21/202222在QPSK系統(tǒng)中，載波相位共有四個(gè)可圖4-6π/2－QPSK系統(tǒng)調(diào)制器原理框圖

圖4-7π/2－QPSK系統(tǒng)解制器原理框圖

12/21/202223圖4-6π/2－QPSK系統(tǒng)調(diào)制器原理框圖圖4-7π/4-QPSK系統(tǒng)的調(diào)制器和解調(diào)器原理框圖也可以用類似方法實(shí)現(xiàn)，只要把兩個(gè)載波cosωct和sinωct分別用cos(ωct+45°)和sin(ωct+45°)代替就可以了。在加性白噪聲性能下，QPSK的誤碼率Pe,QPSK為QPSK和BPSK的誤碼性能相同。12/21/202224π/4-QPSK系統(tǒng)的調(diào)制器和解調(diào)器原理框圖也可由于在相同的帶寬情況下，QPSK較BPSK發(fā)送數(shù)據(jù)多一倍。因此，QPSK頻譜利用率高一倍。QPSK信號的功率譜密度PQPSK為由符號包絡(luò)為矩形脈沖和余弦脈沖成型的QPSK信號的歸一化功率譜密度如圖4-8所示。12/21/202225由于在相同的帶寬情況下，QPSK較BPSK圖4-8QPSK信號的功率譜密度

12/21/202226圖4-8QPSK信號的功率譜密度12/17/202224.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)我們在討論QPSK信號時(shí)，限定每個(gè)符號的包絡(luò)是矩形，即信號包絡(luò)是恒定的。此時(shí)，信號的頻譜是無限寬。然而實(shí)際信道是限帶的，因此在發(fā)送QPSK信號時(shí)要經(jīng)過帶通濾波。限帶后的QPSK已不能保持恒包絡(luò)。相鄰符號之間發(fā)生180°相移時(shí)，經(jīng)限帶后會出現(xiàn)包絡(luò)過零的現(xiàn)象。反映在頻譜方面，出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬現(xiàn)象。交錯(cuò)QPSK對出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬等有害現(xiàn)象不敏感，可以得到效率高的放大。12/21/2022274.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)圖4-10OQPSK信號調(diào)制框圖

12/21/202228圖4-10OQPSK信號調(diào)制框圖12/17/20222圖4-11OQPSK的I、Q信道波形和相位路徑

12/21/202229圖4-11OQPSK的I、Q信道波形和相位路徑12/1圖4-9QPSK的相位關(guān)系圖

圖4-12OQPSK相位關(guān)系圖

12/21/202230圖4-9QPSK的相位關(guān)系圖圖4-12OQPSK相4.2.5/4-QPSK

/4-QPSK調(diào)制是對OQPSK和QPSK調(diào)制最大相位變化進(jìn)行折衷。其最大相位變化限制在135，包絡(luò)變化比相位受限的QPSK的性能好，比OQPSK性能差?？梢圆捎孟喔山庹{(diào)和非相干解調(diào)。12/21/2022314.2.5/4-QPSK/4-式中：當(dāng)前碼元兩正交信號分別為：12/21/202232式中：當(dāng)前碼元兩正交信號分別為：12/17/202232碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有/4和3/4四種取值。表4-3Ik,Qk與Δθk的對應(yīng)關(guān)系12/21/202233碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有/4和3/4四種取值。圖4-13π/4-QPSK的相位關(guān)系圖

12/21/202234圖4-13π/4-QPSK的相位關(guān)系圖12/17/20圖4-14π/4-QPSK調(diào)制電路

電路簡單工作穩(wěn)定易于集成12/21/202235圖4-14π/4-QPSK調(diào)制電路電路簡單12/17/2./4-QPSK信號的解調(diào)常用解調(diào)方法：1）基帶差分檢測；2）中頻延遲差分檢測；3）鑒頻器檢測。12/21/2022362./4-QPSK信號的解調(diào)常用解調(diào)方法：12/17/1）基帶差分檢測圖4-15基帶差分檢測電路

12/21/2022371）基帶差分檢測圖4-15基帶差分檢測電路12/17/2）中頻延遲差分檢測圖4-16中頻延遲差分檢測電路

12/21/2022382）中頻延遲差分檢測圖4-16中頻延遲差分檢測電路123）鑒頻器檢測圖4-17鑒頻器檢測電路

12/21/2022393）鑒頻器檢測圖4-17鑒頻器檢測電路12/17/203./4-QPSK信號的性能

圖4-18π/4-QPSK信號的功率譜密度曲線（a）無負(fù)反饋控制；（b）有負(fù)反饋控制

1）頻譜特性12/21/2022403./4-QPSK信號的性能圖4-18

2)誤碼性能

誤碼性能與所采用的檢測方式有關(guān)。采用基帶差分檢測方式的誤比特率與比特能量噪聲功率密度比（Eb/N0）之間的關(guān)系式為:式中,是參量為的K階修正第一類貝塞爾函數(shù)。12/21/2022412)誤碼性能式中,圖4-19穩(wěn)態(tài)高斯信道中的誤碼率性能曲線

12/21/202242圖4-19穩(wěn)態(tài)高斯信道中的誤碼率性能曲線12/17/圖4-20快衰落信道條件下的誤碼率性能曲線

12/21/202243圖4-20快衰落信道條件下的誤碼率性能曲線12/17/4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)保持載波包絡(luò)恒定，即為恒包絡(luò)調(diào)制。其特點(diǎn)為：

■功率放大器工作在C類，不會引起發(fā)射信號占用頻譜增大；

■帶外輻射低：-60dB～-70dB；

■使用簡單的限幅器－鑒頻器檢測，便可抗FM噪聲和由于瑞利衰落造成的影響，簡化了接收機(jī)電路。

■恒包絡(luò)調(diào)制占用的帶寬較線性調(diào)制方案寬。12/21/2022444.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)保持載波包絡(luò)恒4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK4.3.1最小頻移鍵控MSK4.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK12/21/2022454.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK124.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK即當(dāng)輸入為傳號“+1”時(shí)，輸出頻率為f1的正弦波；當(dāng)輸入為空號“-1”時(shí)，輸出頻率為f2的正弦波。設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為｛an｝,an=±1,n=-∞~+∞。FSK的輸出信號形式(第n個(gè)比特區(qū)間)為12/21/2022464.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK即當(dāng)輸入為傳號“+1”時(shí)，輸令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為12/21/202247令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為12/1令g(t)的頻譜為G(ω),an取+1和-1的概率相等，則s(t)的功率譜表達(dá)式為12/21/202248令g(t)的頻譜為G(ω),an取+1和-FSK信號的功率譜12/21/202249FSK信號的功率譜12/17/202249FSK的相干解調(diào)框圖12/21/202250FSK的相干解調(diào)框圖12/17/2022504.3.1最小頻移鍵控MSK

MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個(gè)頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求FSK信號的相位連續(xù)，其頻差Δf=f2-f1=1/2Tb,即調(diào)制指數(shù)為1.MSK信號的性質(zhì)12/21/2022514.3.1最小頻移鍵控MSK2.MSK信號的波形圖4-21MSK信號波形12/21/2022522.MSK信號的波形圖4-21MSK信號波形12/13.MSK信號的相位附加相位函數(shù)(t)與時(shí)間t的關(guān)系是直線方程，其斜率為，截距為。附加相位函數(shù)(t)在碼元間的增量為12/21/2022533.MSK信號的相位附加相位函數(shù)(t圖4-22附加相位路徑圖12/21/202254圖4-22附加相位路徑圖12/17/2022544.MSK信號的正交性MSK的信號表達(dá)式為12/21/2022554.MSK信號的正交性MSK的信號表達(dá)式為12/17/25.MSK信號的產(chǎn)生圖4-23MSK調(diào)制器

12/21/2022565.MSK信號的產(chǎn)生圖4-23MSK調(diào)制器12/112/21/20225712/17/202257圖4-24另一種MSK調(diào)制器

12/21/202258圖4-24另一種MSK調(diào)制器12/17/2022586.MSK信號的解調(diào)1）平方環(huán)解調(diào)電路2）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路12/21/2022596.MSK信號的解調(diào)1）平方環(huán)解調(diào)電路12/17/2021）平方環(huán)解調(diào)電路圖4-25平方環(huán)提取載波電路

12/21/2022601）平方環(huán)解調(diào)電路圖4-25平方環(huán)提取載波電路12/圖4-27平方環(huán)相干解調(diào)器

12/21/202261圖4-27平方環(huán)相干解調(diào)器12/17/2022612）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路圖4-28Costas環(huán)同步解調(diào)電路

12/21/2022622）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路圖4-287.MSK信號的性能1）功率譜密度圖4-29MSK信號功率譜密度

12/21/2022637.MSK信號的性能1）功率譜密度圖4-29MSK信2）誤比特率性能在高斯加性白噪聲信道下，MSK信號的誤比特率為12/21/2022642）誤比特率性能在高斯加性白噪聲信道下，MSK信號的誤比特率4.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK

GMSK調(diào)制方式是在MSK調(diào)制器之前加入一個(gè)基帶信號預(yù)處理濾波器（高斯低通濾波器GLPF），將基帶信號變?yōu)楦咚姑}沖信號，由于其包絡(luò)無陡峭邊沿和拐點(diǎn)，從而達(dá)到改善MSK信號頻譜特性的目的。圖4-33采用直接FM構(gòu)成的GMSK發(fā)射機(jī)的原理框圖

12/21/2022654.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK1.GMSK信號的基本原理

實(shí)現(xiàn)GMSK信號的調(diào)制,關(guān)鍵是設(shè)計(jì)性能良好的高斯低通濾波器,它必須具有如下特性:(1）有良好的窄帶和尖銳的截止特性,以濾除基帶信號中的高頻成分。(2）脈沖響應(yīng)過沖量應(yīng)盡可能小,防止已調(diào)波瞬時(shí)頻偏過大。(3）輸出脈沖響應(yīng)曲線的面積對應(yīng)的相位為π/2,使調(diào)制系數(shù)為1/2。12/21/2022661.GMSK信號的基本原理實(shí)現(xiàn)GMSK信滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,α是與濾波器3dB帶寬Bb有關(guān)的一個(gè)系數(shù)，選擇不同的α，濾波器的特性隨之而改變。通常將高斯低通濾波器的傳輸函數(shù)值為時(shí)的濾波器帶寬，定義為濾波器的3dB帶寬，即：由上式可見，改變α?xí)r，帶寬Bb也隨之改變。反之，已知濾波器的3dB帶寬，得出參數(shù)α，進(jìn)行濾波器設(shè)計(jì)。12/21/202267滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,α根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為當(dāng)3dB帶寬增大時(shí)，濾波器的傳輸函數(shù)隨之變寬，而沖激響應(yīng)函數(shù)卻隨之變窄。12/21/202268根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為圖4-30高斯低通濾波器傳輸特性

圖4-31高斯低通濾波器沖擊響應(yīng)

12/21/202269圖4-30高斯低通濾波器傳輸特性圖4-31高斯低通該濾波器對單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為

式中12/21/202270該濾波器對單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為式中12/17當(dāng)BbTb取不同值時(shí)，g(t)的波形如圖2-12所示。高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)12/21/202271當(dāng)BbTb取不同值時(shí)，g(t)的波形如圖2-12所2.GMSK信號的相位路徑圖4-32MSK和GMSK信號的相位路徑

12/21/2022722.GMSK信號的相位路徑圖4-32MSK和GMSKMSK和GMSK信號的相位路徑

12/21/202273MSK和GMSK信號的相位路徑12/17/2022733.GMSK信號的產(chǎn)生圖4-33采用直接FM構(gòu)成的GMSK發(fā)射機(jī)的原理框圖

12/21/2022743.GMSK信號的產(chǎn)生圖4-33采用直接FM構(gòu)成的G圖4-34采用正交調(diào)制和鎖相環(huán)調(diào)制的GMSK信號調(diào)制原理框圖

12/21/202275圖4-34采用正交調(diào)制和鎖相環(huán)調(diào)制的GMSK信號調(diào)制原理4.GMSK信號的解調(diào)圖4-35一比特延遲差分檢測電路框圖

12/21/2022764.GMSK信號的解調(diào)圖4-35一比特延遲差分檢測電圖4-36二比特延遲差分檢測電路框圖

12/21/202277圖4-36二比特延遲差分檢測電路框圖12/17/2012/21/20227812/17/20227812/21/20227912/17/202279圖4-37二比特差分檢測相位狀態(tài)圖

12/21/202280圖4-37二比特差分檢測相位狀態(tài)圖12/17/2025.GMSK信號的性能1）功率譜密度圖4-38GMSK信號功率譜密度

12/21/2022815.GMSK信號的性能1）功率譜密度圖4-38GMS2)誤比特率性能圖4-39相干檢測誤碼性能

圖4-40二比特延遲差分檢測誤碼性能

12/21/2022822)誤比特率性能圖4-39相干檢測誤碼性能圖4-404.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合

調(diào)制技術(shù)?

基帶數(shù)字信號是通過RF載波進(jìn)行恒包絡(luò)和相位的改變來傳輸?shù)摹?

基帶信號可以轉(zhuǎn)換成幅度和相位更多取值的調(diào)制信號，這樣的調(diào)制技術(shù)稱為M進(jìn)制調(diào)制?？煞譃镸ASK、MPSK、MFSK。?

M的取值是2的倍數(shù)。?

M進(jìn)制調(diào)制是通過犧牲誤碼率性能來提高帶寬效率。12/21/2022834.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合

調(diào)制技術(shù)?基帶數(shù)字信4.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合

調(diào)制技術(shù)4.4.1M維相移鍵控（MPSK）4.4.2M維正交振幅調(diào)制（QAM）4.4.3M維頻移鍵控（MFSK）12/21/2022844.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合

調(diào)制技術(shù)4.4.14.4.1M維相移鍵控（MPSK）1.MPSK調(diào)制方式概述調(diào)制信號：12/21/2022854.4.1M維相移鍵控（MPSK）1.MPSK調(diào)制方圖4-41MPSK星座分布圖（M＝8）

12/21/202286圖4-41MPSK星座分布圖（M＝8）12/17/20圖4-42MPSK功率譜密度（M＝8，16）2.MPSK的功率譜密度12/21/202287圖4-42MPSK功率譜密度（M＝8，16）2.MP表4-9MPSK的帶寬和功率有效性M

248163264ηB=Rb/B0.511.522.53Eb/N0（BER=10-6）10.510.51418.523.428.512/21/202288表4-9MPSK的帶寬和功率有效性M248163264.4.2M維正交振幅調(diào)制（QAM）圖4-4316維QAM星座分布圖12/21/2022894.4.2M維正交振幅調(diào)制（QAM）圖4-4316M維正交振幅調(diào)制（QAM）信號表達(dá)式：12/21/202290M維正交振幅調(diào)制（QAM）信號表達(dá)式：12/17/20229表4-10QAM的帶寬和功率有效性M

4166425610244096ηB123456Eb/N0（BER=10-6）10.51518.5242833.512/21/202291表4-10QAM的帶寬和功率有效性M416642564.4.3M維頻移鍵控（MFSK）最佳接收機(jī)由M個(gè)相關(guān)器和匹配濾波器組成。信道帶寬隨M的增加，帶寬利用率降低。12/21/2022924.4.3M維頻移鍵控（MFSK）最佳接收機(jī)由M個(gè)相關(guān)器

MFSK的正交特性引發(fā)了在相同信道上給多用戶提供具有更高效率有效性的正交頻分復(fù)用技術(shù)。表4-11相關(guān)MFSK的帶寬和功率有效性M

248163234ηB=Rb/B0.40.570.550.420.290.18Eb/N0（BER=10-6）13.510.809.308.207.506.9012/21/202293MFSK的正交特性引發(fā)了在相同信道上給多用正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)方式是一種高效調(diào)制技術(shù)，它具有較強(qiáng)的抗多徑傳播和頻率選擇性衰落的能力以及較高的頻譜利用率，已成功地應(yīng)用于數(shù)字音頻廣播DBA高清晰度電視HDTV的地面廣播系統(tǒng)、無線局域網(wǎng)WLAN。在移動通信領(lǐng)域，OFDM是第四代移動通信系統(tǒng)采用的技術(shù)之一。4.5正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)12/21/202294正交頻分復(fù)用(Orthogonal多徑干擾的解決的辦法：擴(kuò)大符號周期，使其大大超過多徑反射的延時(shí)時(shí)間，于是多徑反射滯后于直達(dá)波的時(shí)間將只占據(jù)符號周期的很小一部分時(shí)間，碼間干擾變得微不足道。12/21/202295多徑干擾的解決的辦法：擴(kuò)大符號周期，使其大大超過多徑反射的延4.5.1正交頻分復(fù)用的原理

將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到許多個(gè)子載波上，使各子載波的信號速率大為降低，從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有重疊，但保持相互正交，在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波，同時(shí)消除碼間干擾的影響。12/21/2022964.5.1正交頻分復(fù)用的原理12/17/202296

由此可見，若選擇載波頻率間隔則OFDM信號保持各子載波相互正交。

12/21/202297由此可見，若選擇載波頻率間隔12/17/2

頻譜利用率OFDM信號由N個(gè)信號疊加而成，每個(gè)信號頻譜為函數(shù)并且與相鄰信號頻譜有1/2重疊。頻譜寬度為

每個(gè)支路采用M進(jìn)制調(diào)制，N個(gè)并行支路傳輸?shù)谋忍芈蕿镽b=NRslbM為子載波信道帶寬的一半。12/21/202298頻譜利用率每個(gè)支路采用M進(jìn)制調(diào)制

OFDM的頻譜利用率為若子載波信道嚴(yán)格限帶，且實(shí)際子信道的帶寬稍大，為12/21/202299OFDM的頻譜利用率為實(shí)際子信道的帶寬稍大，為1

4.5.2子載波調(diào)制

當(dāng)對各個(gè)載波采用PSK或QAM調(diào)制方式時(shí)，令并行輸入數(shù)據(jù)d(n)=a(n)+jb(n)，他們在每個(gè)支路上調(diào)制一對正交載波sinωit和cosωit。12/21/20221004.5.2子載波調(diào)制12/17/2022100圖5-45OFDM調(diào)制器的原理方框圖

12/21/2022101圖5-45OFDM調(diào)制器的原理方框圖12/17/202圖5-46OFDM解調(diào)器的原理方框圖

12/21/2022102圖5-46OFDM解調(diào)器的原理方框圖12/17/202

由于載波之間的間隔為Δω或nΔω，因此只當(dāng)兩個(gè)同頻率、同相位的正弦或余弦信號相乘并在Δω的一個(gè)周期T內(nèi)積分時(shí)，積分值才不等于0，其它各路信號相乘后的積分值均等于0。這就是正弦和余弦信號的正交性。因此，N路調(diào)制波信號之間是互相正交的，即任兩路信號相乘并在時(shí)間長度T內(nèi)的積分值都為0。據(jù)此特性，就可以通過同步檢波分別地解調(diào)出各路基帶信號Ii和Qi。所以，將這種調(diào)制稱為正交頻分復(fù)用。12/21/2022103由于載波之間的間隔為Δω或nΔω，因此只當(dāng)兩個(gè)單個(gè)OFDM子信道的頻譜

OFDM頻譜

12/21/2022104單個(gè)OFDM子信道的頻譜OFDM頻譜OFDM的整個(gè)頻譜

12/21/2022105OFDM的整個(gè)頻譜12/17/20221054.5.3正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)中的載波數(shù)量是幾千，在實(shí)際應(yīng)用中不可能像傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)那樣使用N個(gè)振蕩器和鎖相環(huán)PLL(PhaseLockLoop）陣列進(jìn)行相干解調(diào)。

S.B.Weinstein提出了一種用DFT實(shí)現(xiàn)OFDM的方法。12/21/20221064.5.3正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn)12/17/202210

核心思想是將在通頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)的頻分復(fù)用信號x(t)轉(zhuǎn)化為在基帶實(shí)現(xiàn)，先得到x(t)的等效基帶信號s(t)，再乘以一個(gè)載波fc將s(t)搬移到所需的頻帶上。在基帶實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)是可以借助集成電路工藝直接對數(shù)字信號進(jìn)行處理，實(shí)現(xiàn)OFDM的同時(shí)避免了生成N個(gè)載波由于頻率偏移而產(chǎn)生的載波間干擾。

如果采用快速傅立葉變換FFT(FastFourierTransformation)實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換(DFT)和離散傅立葉反變換(IDFT)，OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)就變得簡單和經(jīng)濟(jì)了。12/21/2022107核心思想是將在通頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)的頻分復(fù)用信號x用IFFT實(shí)現(xiàn)的OFDM發(fā)送端方框圖12/21/2022108用IFFT實(shí)現(xiàn)的OFDM發(fā)送端方框圖12/17/20221

由于OFDM信號的頻譜不是嚴(yán)格限帶的(sinc(f)函數(shù))，因此多徑傳輸引起的線性失真使得每個(gè)子信道的能量擴(kuò)散到相鄰信道，從而產(chǎn)生符號間干擾。

解決的方法是延長符號的持續(xù)時(shí)間或增加載波數(shù)量，使失真變得不是那么明顯。然而由于載波容量、多普勒效應(yīng)以及DFT大小的限制，這種方法中只能在一定程度上解決符號間干擾問題。12/21/2022109由于OFDM信號的頻譜不是嚴(yán)格限帶的(si另一種防止符號間干擾的方法是周期性地加入保護(hù)間隔，在每個(gè)OFDM符號前面加入信號本身周期性的擴(kuò)展。符號總的持續(xù)時(shí)間T=ts+tg,tg是保護(hù)間隔，ts是有用信號的持續(xù)時(shí)間。當(dāng)保護(hù)間隔大于信道脈沖響應(yīng)或多徑延遲時(shí)，就可以消除符號間干擾。由于加入保護(hù)間隔會導(dǎo)致數(shù)據(jù)流量增加，因此通常tg小于ts／4。12/21/2022110另一種防止符號間干擾的方法是周期性地加入保護(hù)

4.5.4OFDM的特點(diǎn)

1.優(yōu)點(diǎn)（1）高速率數(shù)據(jù)流通過串/并變換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而有效地減少了無線信道的時(shí)間彌散所帶來的符號間干擾，減少了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度。（2）由于個(gè)子載波之間的正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，可以最大限度地利用頻譜資源。（3）各個(gè)子信道中的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過IFFT和FFT來實(shí)現(xiàn)。（4）可以通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)無線上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。（5）容易與其他多種接入方式結(jié)合使用，如多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA。12/21/20221114.5.4OFDM的特點(diǎn)12/17/2022111

2.缺點(diǎn)（1）易受頻率偏差的影響。（2）存在較高的峰均功率比。12/21/20221122.缺點(diǎn)12/17/20221124.5.5OFDM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)（1）時(shí)域和頻域同步（2）信道估計(jì)（3）信道編碼和交織（4）降低峰均功率比12/21/20221134.5.5OFDM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)（1）時(shí)域和頻域同步12/4.6擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)

擴(kuò)頻通信技術(shù)是一種信息傳輸方式，其信號所占有的頻帶寬度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的最小帶寬；頻帶的擴(kuò)展是通過一個(gè)獨(dú)立的碼序列來完成，用編碼及調(diào)制的方法來實(shí)現(xiàn)的，與所傳信息數(shù)據(jù)無關(guān)；在接收端則用同樣的碼進(jìn)行相關(guān)同步接收、解擴(kuò)及恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。

12/21/20221144.6擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)擴(kuò)頻通信技術(shù)是一種信息傳輸方式擴(kuò)頻信號的特征:1.易于重復(fù)使用頻率，提高了無線頻譜利用率；

2.抗干擾性強(qiáng)，誤碼率低，抵抗多徑干擾，通過RAKE接收提高系統(tǒng)性能；3.隱蔽性好，對各種窄帶通信系統(tǒng)的干擾很??；

4.可以實(shí)現(xiàn)碼分多址；

5.抗多徑干擾。12/21/2022115擴(kuò)頻信號的特征:1.易于重復(fù)使用頻率，提高了無線頻譜利用率直接序列擴(kuò)頻(DSSS－Direct

Sequence

Spread

Spectrum)----直接用具有高碼率的擴(kuò)頻碼序列在發(fā)端去擴(kuò)展信號的頻譜。而在接收端，用相同的擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行解擴(kuò)，把展寬的擴(kuò)頻信號還原成原始的信息。

跳頻(FH－Frequency

Hopping)----用一定碼序列進(jìn)行選擇的多頻率頻移鍵控。也就是說，用擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行頻移鍵控調(diào)制，使載波頻率不斷地跳變，所以稱為跳頻。

擴(kuò)頻方式（一）12/21/2022116直接序列擴(kuò)頻(DSSS－Direct

Sequence

S跳時(shí)(TH－Time

Hopping)。與跳頻相似，跳時(shí)是使發(fā)射信號在時(shí)間軸上跳變。首先把時(shí)間軸分成許多時(shí)片，在一幀內(nèi)哪個(gè)時(shí)片發(fā)射信號由擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行控制?？梢园烟鴷r(shí)理解為：用一定碼序列進(jìn)行選擇的多時(shí)片的時(shí)移鍵控。由于采用了窄得很多的時(shí)片去發(fā)送信號，相對說來，信號的頻譜也就展寬了。

寬帶線性調(diào)頻(Chirp

Modulation)。寬帶線性調(diào)頻工作方式，簡稱Chirp方式。如果發(fā)射的射頻脈沖信號在一個(gè)周期內(nèi)，其載頻的頻率作線性變化，則稱為線性調(diào)頻。擴(kuò)頻方式（二）12/21/2022117跳時(shí)(TH－Time

Hopping)。與跳頻相似，跳時(shí)是使4.6.1PN(Pseudorandom-Noise)碼序列具有近似隨機(jī)序列(噪聲)的性質(zhì)，而又能按一定規(guī)律(周期)產(chǎn)生和復(fù)制的序列。偽隨機(jī)序列在一定的周期內(nèi)具有自相關(guān)特性。它的自相關(guān)特性和白噪聲的自相關(guān)相似。雖然是預(yù)先可知的，但性質(zhì)上和那些隨機(jī)序列具有相同的性質(zhì)。如：具有相同數(shù)目的0和1，序列的不同部分具有很小的相關(guān)性，任何兩串序列具有很小的相關(guān)性。常用的偽隨機(jī)序列有m序列、M序列和R-S序列。

12/21/20221184.6.1PN(Pseudorandom-Noise)碼圖4-52M級廣義反饋移位寄存器框圖

12/21/2022119圖4-52M級廣義反饋移位寄存器框圖12/17/2024.6.2直接序列擴(kuò)頻（DS-SS）

帶寬WssB12/21/20221204.6.2直接序列擴(kuò)頻（DS-SS）帶寬12/17/2圖4-54信號及干擾的頻譜圖（a）寬帶濾波器輸出；（b）校正器輸出

12/21/2022121圖4-54信號及干擾的頻譜圖12/17/2022121式中：處理增益（擴(kuò)頻增益）12/21/2022122式中：處理增益（擴(kuò)頻增益）12/17/20221224.6.3跳頻擴(kuò)頻技術(shù)（FH-SS）

圖4-55單信道調(diào)制FH系統(tǒng)框圖（a)發(fā)射機(jī);(b)接收機(jī)12/21/20221234.6.3跳頻擴(kuò)頻技術(shù)（FH-SS）圖4-55單信道4.6.4直擴(kuò)的性能

假設(shè)每個(gè)用戶都有一個(gè)PN序列，每個(gè)符號位含有N個(gè)時(shí)間片，每個(gè)時(shí)間片占時(shí)Tc，NTc=T。第k個(gè)用戶的傳輸信號表達(dá)式如下：12/21/20221244.6.4直擴(kuò)的性能假設(shè)每個(gè)用戶都有一圖4-56CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)k個(gè)用戶的模型和單個(gè)用戶接收機(jī)結(jié)構(gòu)(a)CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)的k個(gè)用戶的模型；(b)單個(gè)用戶接收機(jī)結(jié)構(gòu)12/21/2022125圖4-56CDMA擴(kuò)頻系統(tǒng)k個(gè)用戶的模型和單個(gè)用戶接收機(jī)結(jié)

假設(shè)Ik是由第k個(gè)干擾在某一符號整位N個(gè)時(shí)間片的隨機(jī)組成。大數(shù)定理告訴我們這些隨機(jī)信號產(chǎn)生的總和仍是隨機(jī)過程。（K-1）個(gè)用戶作為完全獨(dú)立的干擾，總的接入干擾可表示為。采用高斯表達(dá)式可以推導(dǎo)得到平均錯(cuò)誤比特率Pe的簡單表達(dá)式為(4-169)12/21/2022126假設(shè)Ik是由第k個(gè)干擾在某一符號整位N個(gè)時(shí)

對于單個(gè)用戶來說，以上的平均錯(cuò)誤比特率表達(dá)式就可轉(zhuǎn)變?yōu)锽PSK調(diào)制的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)式。(對于干擾受限系統(tǒng)來講，熱噪聲并不是惟一因素。)如果Eb/N0趨向于無窮大，式(4-169)可改寫如下：12/21/2022127對于單個(gè)用戶來說，以上的平均錯(cuò)誤比特率表達(dá)4.6.5跳頻擴(kuò)頻的性能

在FH-SS系統(tǒng)中，幾個(gè)用戶獨(dú)立地采用BFSK調(diào)制系統(tǒng)在他們的頻帶上跳躍。假設(shè)任何兩個(gè)用戶不會在同一個(gè)信道中發(fā)生沖突，那么BFSK系統(tǒng)的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)如下：

12/21/20221284.6.5跳頻擴(kuò)頻的性能在FH-SS系如果有兩個(gè)用戶同時(shí)在一個(gè)信道中傳輸，發(fā)生了碰撞，在這種情況下，則可按0.5的概率進(jìn)行分配。這樣，總的錯(cuò)誤概率可表達(dá)如下：ph為碰撞的可能性，可以事先得到。12/21/2022129如果有兩個(gè)用戶同時(shí)在一個(gè)信道中傳輸，發(fā)生了碰如果有M個(gè)信道可以傳輸，那么在用戶的接收信道時(shí)間片上有1/M的可能性發(fā)生碰撞。如果有（K-1）個(gè)用戶干擾，那么在所接收的信道上，至少有一個(gè)發(fā)生碰撞的可能性，這時(shí)的ph表達(dá)式如下：假設(shè)M很大，則錯(cuò)誤率Pe的表達(dá)式如下:(4-174)12/21/2022130如果有M個(gè)信道可以傳輸，那么在用戶的接收信道如果K=1，錯(cuò)誤概率如式（4-171）所示，是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的BFSK錯(cuò)誤概率。同樣假設(shè)Eb/N0趨向于無窮大，式(4-174)可改寫如下：以上的分析都是假設(shè)用戶的跳頻會同步發(fā)生，這稱為時(shí)隙跳頻（slottedfrequencyhopping）。但對于許多FH-SS系統(tǒng)來說，實(shí)際情況并非如此。即使兩個(gè)獨(dú)立用戶的時(shí)鐘能夠同步，不同的傳輸路徑也會造成不同的時(shí)延。在這種異步的情況下，發(fā)生碰撞的可能性為(4-176)12/21/2022131如果K=1，錯(cuò)誤概率如式（4-171）所示，是一個(gè)標(biāo)將式(4-176)和以前的式子比較,可以看出異步情況下發(fā)生碰撞的可能性增加了。在異步情況下發(fā)生錯(cuò)誤的可能性為12/21/2022132將式(4-176)和以前的式子比較,可以看*4.7在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析4.7.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能4.7.2在頻率選擇性移動通信信道中的數(shù)字調(diào)制技術(shù)12/21/2022133*4.7在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析4.7.1在慢4.7.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能

平穩(wěn)衰落信道在接收的信號中產(chǎn)生多重增益變量。因?yàn)槭锹兓?，平穩(wěn)衰落信道往往比調(diào)制變化要慢，因此可認(rèn)為在一個(gè)符號位的傳輸過程中信號相位和幅度的變化是可以忽略不計(jì)的。接收到的信號r(t)可用下式表達(dá)：12/21/20221344.7.1在慢速平穩(wěn)衰落信道中的數(shù)字調(diào)制性能為了評價(jià)在慢變化信道下，各種不同的數(shù)字調(diào)制和解調(diào)方案進(jìn)行錯(cuò)誤比特率的比較。首先必須在衰落信道AWGN可能的信號變化范圍內(nèi)進(jìn)行錯(cuò)誤比特率的平均估計(jì)。換句話說，在AWGN信道中發(fā)生的錯(cuò)誤比特率是一個(gè)有條件的平均錯(cuò)誤率，在其中α保持固定，錯(cuò)誤比特率的變化是緩慢的，平穩(wěn)衰落信道可通過在AWGN信道的衰落概率分布得到錯(cuò)誤比特率平均估計(jì)。這樣以后，平穩(wěn)衰落信道的慢衰落錯(cuò)誤比特率為式中：Pe（X）為在某一特殊信噪比X的情況下某一調(diào)制方式的錯(cuò)誤概率，其中X=α2Eb/N0，p(X)是X的概率密度分布，Eb和N0為常數(shù)，α用于代表衰落信道的振幅強(qiáng)度。12/21/2022135為了評價(jià)在慢變化信道下，各種不同的數(shù)字調(diào)制和解對于瑞利衰落信道，α具有瑞利分布，α2分布為以X為參變量的具有兩個(gè)自由度的χ2分布。

X≥0式中：表示信噪比的平均值。

通過對式(4-162)和在AWGN信道中某一特定的調(diào)制方式進(jìn)行比特錯(cuò)誤率的估計(jì)，衰落信道的估計(jì)可以通過相干的BPSK和BFSK等式得到。其式表達(dá)如下：相干BPSK相干BPSK12/21/2022136對于瑞利衰落信道，α具有瑞利分布，α2分布為對于差分檢測的BPSK和非相干解調(diào)的BFSK，有:相干BPSK相干BPSK12/21/2022137對于差分檢測的BPSK和非相干解調(diào)的BFSK，有:相干BP圖4-57瑞利平穩(wěn)衰落信道中二進(jìn)制調(diào)制方案的誤比特率性能與AWGN典型性能曲線的比較

12/21/2022138圖4-57瑞利平穩(wěn)衰落信道中二進(jìn)制調(diào)制方案的誤比特率性能對于較大的信噪比，平均錯(cuò)誤比特率的公式可簡化如下：相干BPSK相干FSK相干DPSK非相干正交BFSK12/21/2022139對于較大的信噪比，平均錯(cuò)誤比特率的公式可簡化如下：相干BP對于GMSK來說，在AWGN信道中瑞利衰落下的錯(cuò)誤比特率BER表達(dá)式為相干GMSK式中：12/21/2022140對于GMSK來說，在AWGN信道中瑞利衰4.7.2在頻率選擇性移動通信信道中的數(shù)字調(diào)制技術(shù)圖4-58采用相干解調(diào)的不同調(diào)制的不可消除BER性能圖

12/21/20221414.7.2在頻率選擇性移動通信信道中的數(shù)字調(diào)制技術(shù)圖4-圖4-59用比特周期Tb重畫圖4-58（對d進(jìn)行了歸一化）12/21/2022142圖4-59用比特周期Tb重畫圖4-58（對d進(jìn)行了歸一化作業(yè)OPSK、OQPSK、π/4-QPSK的最大相位變化各限制在多少？已知GSM系統(tǒng)，SNR＝10dB，試求其帶寬有效性。簡述OFDM原理。什么是擴(kuò)頻通信？可分為哪幾種方式？12/21/2022143作業(yè)OPSK、OQPSK、π/4-QPSK的最大相位變化第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)4.1引言4.2線性調(diào)制技術(shù)4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.4“線性”和“恒包絡(luò)”相結(jié)合的調(diào)制技術(shù)4.5正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)4.6擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)4.7在多徑衰落信道中的調(diào)制性能分析12/21/2022144第4章數(shù)字調(diào)制技術(shù)4.1引言12/17/202214.1引言調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號或數(shù)字信號變換成適合信道傳輸?shù)男盘?。該信號稱為已調(diào)信號。調(diào)制過程用于通信系統(tǒng)的發(fā)端。在接收端需將已調(diào)信號還原成傳輸前的原始信號，該過程稱為解調(diào)。12/21/20221454.1引言調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號或數(shù)字信號變換成

按照調(diào)制器輸入信號(該信號稱為調(diào)制信號)的形式，調(diào)制可分為模擬調(diào)制(或連續(xù)調(diào)制)和數(shù)字調(diào)制。模擬調(diào)制是利用輸入的模擬信號直接調(diào)制(或改變)載波(正弦波)的振幅、頻率或相位，從而得到調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)或調(diào)相(PM)信號。數(shù)字調(diào)制是利用數(shù)字信號來控制載波的振幅、頻率或相位。常用的數(shù)字調(diào)制有：頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)等。

12/21/2022146按照調(diào)制器輸入信號(該信號稱為調(diào)制信號)的

移動通信信道的基本特征是：第一，帶寬有限，它取決于可使用的頻率資源和信道的傳播特性；第二，干擾和噪聲影響大，這主要是移動通信工作的電磁環(huán)境所決定的；第三，存在著多徑衰落。針對移動通信信道的特點(diǎn)，已調(diào)信號應(yīng)具有高的頻譜利用率和較強(qiáng)的抗干擾、抗衰落的能力。12/21/2022147移動通信信道的基本特征是：12/17/202移動通信系統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制要求：（1）必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)制方式；（2）盡可能提高頻譜利用率；（3）具有良好的誤碼率性能。12/21/2022148移動通信系統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制要求：（1）必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)：功率有效性帶寬有效性功率有效性ηp是反映調(diào)制技術(shù)在低功率電平情況下保證系統(tǒng)誤碼性能的能力。帶寬有效性ηB是反映調(diào)制技術(shù)在一定的頻帶內(nèi)數(shù)字有效性的能力。12/21/2022149數(shù)字調(diào)制的性能指標(biāo)：功率有效性帶寬有效性功率有效性ηp是反映由香農(nóng)(Shannon)定理：式中，C為信道容量；B為RF帶寬；S/N為信噪比;lb=loga,a=2。因此，最大可能的ηBMAX為對于GSM，B=200kHz,SNR=10dB,則有：12/21/2022150由香農(nóng)(Shannon)定理：式中，C為信道容量；B為RF移動通信系統(tǒng)采用的主要調(diào)制方式：GSMTDMA＋FDMAGMSKDCS1800TDMAGMSKDCS1900TDMAGMSKIS-95CDMAQPSK/BPSKPACSTDMA/FDMA/4-DQPSK12/21/2022151移動通信系統(tǒng)采用的主要調(diào)制方式：GSM4.2線性調(diào)制技術(shù)在線性調(diào)制中，發(fā)射信號s(t)的幅度隨調(diào)制信號a(t)線性變化。線性調(diào)制技術(shù)具有頻譜利用率高的優(yōu)點(diǎn)。12/21/20221524.2線性調(diào)制技術(shù)在線性調(diào)制中，發(fā)射信號s(t4.2線性調(diào)制技術(shù)4.2.1二進(jìn)制移相鍵控(BPSK)4.2.2差分移相鍵控(DPSK)4.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)4.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)4.2.5/4-QPSK12/21/20221534.2線性調(diào)制技術(shù)4.2.1二進(jìn)制移相鍵控(BPSK4.2.1二進(jìn)制移相鍵控（BPSK）1.BPSK信號表達(dá)式式中，Tb為碼元寬度，a(t)為調(diào)制信號。12/21/20221544.2.1二進(jìn)制移相鍵控（BPSK）1.BPSK信號表2.BPSK的功率譜密度PBPSK

式中，gBPSK為信號復(fù)包絡(luò)。信號復(fù)包絡(luò)的功率譜密度為12/21/20221552.BPSK的功率譜密度PBPSK式中，gBPSK為信所以，BPSK的功率譜密度PBPSK為12/21/2022156所以，BPSK的功率譜密度PBPSK為12/17/20223.BPSK接收機(jī)

如果信道無多徑傳輸出現(xiàn),接收端的BPSK信號可表示為式中,θch是相對于信道時(shí)延有關(guān)的相位。12/21/20221573.BPSK接收機(jī)式中,θch是相對于信道時(shí)延有關(guān)的相圖4-1帶載波恢復(fù)電路的BPSK接收機(jī)12/21/2022158圖4-1帶載波恢復(fù)電路的BPSK接收機(jī)12/17/20式中:12/21/2022159式中:12/17/2022164.2.2差分移相鍵控DPSK圖4-2DPSK調(diào)制器框圖

12/21/20221604.2.2差分移相鍵控DPSK圖4-2DPSK調(diào)制器圖4-3差分編碼實(shí)現(xiàn)

12/21/2022161圖4-3差分編碼實(shí)現(xiàn)12/17/202218圖4-4DPSK接收機(jī)框圖

12/21/2022162圖4-4DPSK接收機(jī)框圖12/17/202219

在加性白噪聲（AWGN，AdditiveWhiteGaussianNoise）情況下，DPSK的誤碼率Pe,DPSK為12/21/2022163在加性白噪聲（AWGN，AdditiveW4.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)QPSK信號表達(dá)式由于在一個(gè)調(diào)制符號中發(fā)送2bit,QPSK較BPSK頻帶利用率提高了一倍。載波相位取四個(gè)空間相位0、π/2,π和3π/2中的一個(gè)，每個(gè)空間相位代表一對惟一的比特。12/21/20221644.2.3正交移相鍵控QPSK(4PSK)QPSK信號表達(dá)在QPSK系統(tǒng)中，載波相位共有四個(gè)可能的取值，對應(yīng)于四個(gè)已調(diào)信號的矢量圖。圖4－5QPSK信號矢量圖(a)π/4系統(tǒng)(b)π/2系統(tǒng)

12/21/2022165在QPSK系統(tǒng)中，載波相位共有四個(gè)可圖4-6π/2－QPSK系統(tǒng)調(diào)制器原理框圖

圖4-7π/2－QPSK系統(tǒng)解制器原理框圖

12/21/2022166圖4-6π/2－QPSK系統(tǒng)調(diào)制器原理框圖圖4-7π/4-QPSK系統(tǒng)的調(diào)制器和解調(diào)器原理框圖也可以用類似方法實(shí)現(xiàn)，只要把兩個(gè)載波cosωct和sinωct分別用cos(ωct+45°)和sin(ωct+45°)代替就可以了。在加性白噪聲性能下，QPSK的誤碼率Pe,QPSK為QPSK和BPSK的誤碼性能相同。12/21/2022167π/4-QPSK系統(tǒng)的調(diào)制器和解調(diào)器原理框圖也可由于在相同的帶寬情況下，QPSK較BPSK發(fā)送數(shù)據(jù)多一倍。因此，QPSK頻譜利用率高一倍。QPSK信號的功率譜密度PQPSK為由符號包絡(luò)為矩形脈沖和余弦脈沖成型的QPSK信號的歸一化功率譜密度如圖4-8所示。12/21/2022168由于在相同的帶寬情況下，QPSK較BPSK圖4-8QPSK信號的功率譜密度

12/21/2022169圖4-8QPSK信號的功率譜密度12/17/202224.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)我們在討論QPSK信號時(shí)，限定每個(gè)符號的包絡(luò)是矩形，即信號包絡(luò)是恒定的。此時(shí)，信號的頻譜是無限寬。然而實(shí)際信道是限帶的，因此在發(fā)送QPSK信號時(shí)要經(jīng)過帶通濾波。限帶后的QPSK已不能保持恒包絡(luò)。相鄰符號之間發(fā)生180°相移時(shí)，經(jīng)限帶后會出現(xiàn)包絡(luò)過零的現(xiàn)象。反映在頻譜方面，出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬現(xiàn)象。交錯(cuò)QPSK對出現(xiàn)邊瓣和頻譜加寬等有害現(xiàn)象不敏感，可以得到效率高的放大。12/21/20221704.2.4交錯(cuò)正交四相相移鍵控(OQPSK)圖4-10OQPSK信號調(diào)制框圖

12/21/2022171圖4-10OQPSK信號調(diào)制框圖12/17/20222圖4-11OQPSK的I、Q信道波形和相位路徑

12/21/2022172圖4-11OQPSK的I、Q信道波形和相位路徑12/1圖4-9QPSK的相位關(guān)系圖

圖4-12OQPSK相位關(guān)系圖

12/21/2022173圖4-9QPSK的相位關(guān)系圖圖4-12OQPSK相4.2.5/4-QPSK

/4-QPSK調(diào)制是對OQPSK和QPSK調(diào)制最大相位變化進(jìn)行折衷。其最大相位變化限制在135，包絡(luò)變化比相位受限的QPSK的性能好，比OQPSK性能差?？梢圆捎孟喔山庹{(diào)和非相干解調(diào)。12/21/20221744.2.5/4-QPSK/4-式中：當(dāng)前碼元兩正交信號分別為：12/21/2022175式中：當(dāng)前碼元兩正交信號分別為：12/17/202232碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有/4和3/4四種取值。表4-3Ik,Qk與Δθk的對應(yīng)關(guān)系12/21/2022176碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有/4和3/4四種取值。圖4-13π/4-QPSK的相位關(guān)系圖

12/21/2022177圖4-13π/4-QPSK的相位關(guān)系圖12/17/20圖4-14π/4-QPSK調(diào)制電路

電路簡單工作穩(wěn)定易于集成12/21/2022178圖4-14π/4-QPSK調(diào)制電路電路簡單12/17/2./4-QPSK信號的解調(diào)常用解調(diào)方法：1）基帶差分檢測；2）中頻延遲差分檢測；3）鑒頻器檢測。12/21/20221792./4-QPSK信號的解調(diào)常用解調(diào)方法：12/17/1）基帶差分檢測圖4-15基帶差分檢測電路

12/21/20221801）基帶差分檢測圖4-15基帶差分檢測電路12/17/2）中頻延遲差分檢測圖4-16中頻延遲差分檢測電路

12/21/20221812）中頻延遲差分檢測圖4-16中頻延遲差分檢測電路123）鑒頻器檢測圖4-17鑒頻器檢測電路

12/21/20221823）鑒頻器檢測圖4-17鑒頻器檢測電路12/17/203./4-QPSK信號的性能

圖4-18π/4-QPSK信號的功率譜密度曲線（a）無負(fù)反饋控制；（b）有負(fù)反饋控制

1）頻譜特性12/21/20221833./4-QPSK信號的性能圖4-18

2)誤碼性能

誤碼性能與所采用的檢測方式有關(guān)。采用基帶差分檢測方式的誤比特率與比特能量噪聲功率密度比（Eb/N0）之間的關(guān)系式為:式中,是參量為的K階修正第一類貝塞爾函數(shù)。12/21/20221842)誤碼性能式中,圖4-19穩(wěn)態(tài)高斯信道中的誤碼率性能曲線

12/21/2022185圖4-19穩(wěn)態(tài)高斯信道中的誤碼率性能曲線12/17/圖4-20快衰落信道條件下的誤碼率性能曲線

12/21/2022186圖4-20快衰落信道條件下的誤碼率性能曲線12/17/4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)保持載波包絡(luò)恒定，即為恒包絡(luò)調(diào)制。其特點(diǎn)為：

■功率放大器工作在C類，不會引起發(fā)射信號占用頻譜增大；

■帶外輻射低：-60dB～-70dB；

■使用簡單的限幅器－鑒頻器檢測，便可抗FM噪聲和由于瑞利衰落造成的影響，簡化了接收機(jī)電路。

■恒包絡(luò)調(diào)制占用的帶寬較線性調(diào)制方案寬。12/21/20221874.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)保持載波包絡(luò)恒4.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK4.3.1最小頻移鍵控MSK4.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK12/21/20221884.3恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK124.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK即當(dāng)輸入為傳號“+1”時(shí)，輸出頻率為f1的正弦波；當(dāng)輸入為空號“-1”時(shí)，輸出頻率為f2的正弦波。設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為｛an｝,an=±1,n=-∞~+∞。FSK的輸出信號形式(第n個(gè)比特區(qū)間)為12/21/20221894.3.0頻移鍵控調(diào)制FSK即當(dāng)輸入為傳號“+1”時(shí)，輸令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為12/21/2022190令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，則s(t)可表示為12/1令g(t)的頻譜為G(ω),an取+1和-1的概率相等，則s(t)的功率譜表達(dá)式為12/21/2022191令g(t)的頻譜為G(ω),an取+1和-FSK信號的功率譜12/21/2022192FSK信號的功率譜12/17/202249FSK的相干解調(diào)框圖12/21/2022193FSK的相干解調(diào)框圖12/17/2022504.3.1最小頻移鍵控MSK

MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個(gè)頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求FSK信號的相位連續(xù)，其頻差Δf=f2-f1=1/2Tb,即調(diào)制指數(shù)為1.MSK信號的性質(zhì)12/21/20221944.3.1最小頻移鍵控MSK2.MSK信號的波形圖4-21MSK信號波形12/21/20221952.MSK信號的波形圖4-21MSK信號波形12/13.MSK信號的相位附加相位函數(shù)(t)與時(shí)間t的關(guān)系是直線方程，其斜率為，截距為。附加相位函數(shù)(t)在碼元間的增量為12/21/20221963.MSK信號的相位附加相位函數(shù)(t圖4-22附加相位路徑圖12/21/2022197圖4-22附加相位路徑圖12/17/2022544.MSK信號的正交性MSK的信號表達(dá)式為12/21/20221984.MSK信號的正交性MSK的信號表達(dá)式為12/17/25.MSK信號的產(chǎn)生圖4-23MSK調(diào)制器

12/21/20221995.MSK信號的產(chǎn)生圖4-23MSK調(diào)制器12/112/21/202220012/17/202257圖4-24另一種MSK調(diào)制器

12/21/2022201圖4-24另一種MSK調(diào)制器12/17/2022586.MSK信號的解調(diào)1）平方環(huán)解調(diào)電路2）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路12/21/20222026.MSK信號的解調(diào)1）平方環(huán)解調(diào)電路12/17/2021）平方環(huán)解調(diào)電路圖4-25平方環(huán)提取載波電路

12/21/20222031）平方環(huán)解調(diào)電路圖4-25平方環(huán)提取載波電路12/圖4-27平方環(huán)相干解調(diào)器

12/21/2022204圖4-27平方環(huán)相干解調(diào)器12/17/2022612）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路圖4-28Costas環(huán)同步解調(diào)電路

12/21/20222052）Costas環(huán)提取相干載波的MSK解調(diào)電路圖4-287.MSK信號的性能1）功率譜密度圖4-29MSK信號功率譜密度

12/21/20222067.MSK信號的性能1）功率譜密度圖4-29MSK信2）誤比特率性能在高斯加性白噪聲信道下，MSK信號的誤比特率為12/21/20222072）誤比特率性能在高斯加性白噪聲信道下，MSK信號的誤比特率4.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK

GMSK調(diào)制方式是在MSK調(diào)制器之前加入一個(gè)基帶信號預(yù)處理濾波器（高斯低通濾波器GLPF），將基帶信號變?yōu)楦咚姑}沖信號，由于其包絡(luò)無陡峭邊沿和拐點(diǎn)，從而達(dá)到改善MSK信號頻譜特性的目的。圖4-33采用直接FM構(gòu)成的GMSK發(fā)射機(jī)的原理框圖

12/21/20222084.3.2高斯濾波最小頻移鍵控GMSK1.GMSK信號的基本原理

實(shí)現(xiàn)GMSK信號的調(diào)制,關(guān)鍵是設(shè)計(jì)性能良好的高斯低通濾波器,它必須具有如下特性:(1）有良好的窄帶和尖銳的截止特性,以濾除基帶信號中的高頻成分。(2）脈沖響應(yīng)過沖量應(yīng)盡可能小,防止已調(diào)波瞬時(shí)頻偏過大。(3）輸出脈沖響應(yīng)曲線的面積對應(yīng)的相位為π/2,使調(diào)制系數(shù)為1/2。12/21/20222091.GMSK信號的基本原理實(shí)現(xiàn)GMSK信滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,α是與濾波器3dB帶寬Bb有關(guān)的一個(gè)系數(shù)，選擇不同的α，濾波器的特性隨之而改變。通常將高斯低通濾波器的傳輸函數(shù)值為時(shí)的濾波器帶寬，定義為濾波器的3dB帶寬，即：由上式可見，改變α?xí)r，帶寬Bb也隨之改變。反之，已知濾波器的3dB帶寬，得出參數(shù)α，進(jìn)行濾波器設(shè)計(jì)。12/21/2022210滿足這些特性的高斯低通濾波器的頻率傳輸函數(shù)H(f)為式中,α根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為當(dāng)3dB帶寬增大時(shí)，濾波器的傳輸函數(shù)隨之變寬，而沖激響應(yīng)函數(shù)卻隨之變窄。12/21/2022211根據(jù)傳輸函數(shù)可求出濾波器的沖激響應(yīng)h(t)為圖4-30高斯低通濾波器傳輸特性

圖4-31高斯低通濾波器沖擊響應(yīng)

12/21/2022212圖4-30高斯低通濾波器傳輸特性圖4-31高斯低通該濾波器對單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為

式中12/21/2022213該濾波器對單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為式中12/17當(dāng)BbTb取不同值時(shí)，g(t)的波形如圖2-12所示。高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)12/