電動汽車充電站電能質(zhì)量治理,電氣工程碩士論文本篇論文目錄導(dǎo)航：【第1部分】【第2部分】【第3部分】【第4部分】【第5部分】電動汽車充電站電能質(zhì)量治理【第6部分】【第7部分】第4章電動汽車充電站電能質(zhì)量治理4.1電能質(zhì)量治理方式方法的分類當(dāng)前,電動汽車充電站電能質(zhì)量治理方式方法主要有受端治理、主動治理和被動治理三種[34]。從受端治理方面來講,主要是提高遭到諧波影響的設(shè)備或系統(tǒng)的抗諧波干擾能力。主要措施有:(1)選擇合理的供電方式,將電動汽車充電站由較大容量的供電點(diǎn)或由高一級的電壓的電網(wǎng)供電,能夠減小諧波對系統(tǒng)和其他用電設(shè)備的影響。(2)提高電動汽車充電機(jī)抗諧波干擾能力,改良充電機(jī)設(shè)備性能使其在諧波環(huán)境中能正常工作。從主動治理方面來講,固然電動汽車充電站并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)會帶來電能質(zhì)量問題,但假如實(shí)現(xiàn)有序充電也能夠改善電能質(zhì)量。有序充電指電動汽車以可控負(fù)荷的形式介入電網(wǎng)調(diào)控,其作為有效躲避電動汽車大規(guī)模充電對電網(wǎng)造成負(fù)面影響的重要手段遭到了廣泛關(guān)注[35]。文獻(xiàn)[36]的研究結(jié)果表示清楚,有序充電可改善電網(wǎng)的節(jié)點(diǎn)電壓水平,并降低網(wǎng)絡(luò)損耗。文獻(xiàn)[37]基于已有配電網(wǎng)絡(luò)和常規(guī)用電約束,優(yōu)化電動汽車大規(guī)模接入情況下的充電功率,使之能最大限度地利用已有配電網(wǎng),提高配網(wǎng)運(yùn)行的經(jīng)濟(jì)性。文獻(xiàn)[38]以網(wǎng)損和充電成本最小為目的,基于網(wǎng)損靈敏度選擇優(yōu)先充電的電動汽車,提出了電動汽車實(shí)時(shí)有序充電控制策略,該策略可有效降低配電網(wǎng)的網(wǎng)損,并改善配電網(wǎng)的節(jié)點(diǎn)電壓波形。除此之外,電動汽車作為分布式的儲能裝置,能夠通過協(xié)調(diào)控制其充放電經(jīng)過,使之在系統(tǒng)負(fù)荷高峰時(shí)放電,低谷時(shí)充電,實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的削峰填谷。文獻(xiàn)[39]較早地分析了電動汽車作為系統(tǒng)調(diào)峰電源的經(jīng)濟(jì)效益。從被動方面來講,主要是外加各種電能質(zhì)量治理裝備(無源電力濾波器,有源電力濾波器,混合型有源濾波器,靜止無功補(bǔ)償器,靜止無功補(bǔ)償器,動態(tài)電壓恢復(fù)器)來改善電能質(zhì)量。本文主要從被動治理方面著手治理電動汽車充電站的電能質(zhì)量問題。4.2諧波抑制和無功補(bǔ)償方式方法分析當(dāng)前傳統(tǒng)的能夠進(jìn)行諧波抑制和無功補(bǔ)償?shù)脑O(shè)備主要有無源濾波器(PPF)、有源電力濾波器(APF)、混合型有源濾波器(HAPF)、靜止無功補(bǔ)償器(SVC)、靜止無功發(fā)生器(SVG)、動態(tài)電壓恢復(fù)器(DVR)等幾種。下面將對主流方式方法的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)進(jìn)行分析。當(dāng)前應(yīng)用最為廣泛的諧波治理措施是釆用PPF,它利用電感、電容元件的諧振特性,在阻抗分流回路中構(gòu)成低阻抗支路,進(jìn)而使流向電網(wǎng)的諧波電流大大降低。固然PPF成本低,技術(shù)相比照較成熟,還能夠補(bǔ)償無功功率,但存在下面缺乏(1)諧波補(bǔ)償頻帶窄。只能將特定的幾次諧波消除,但對某些次諧波會產(chǎn)生放大作用。(2)過載能力小。濾波器負(fù)擔(dān)隨負(fù)載諧波電流的增大而增加,當(dāng)負(fù)載諧波電流過大時(shí),可能引起濾波器過載,造成濾波器損害,并引發(fā)事故。(3)適應(yīng)性差。系統(tǒng)參數(shù)會對濾波特性產(chǎn)生較大影響,濾波效果會遭到系統(tǒng)阻抗和頻率變化的影響。(4)穩(wěn)定性差。隨著系統(tǒng)頻率和阻抗的變化,串、并聯(lián)諧振現(xiàn)象可能會在PPF與電網(wǎng)阻抗之間發(fā)生,此時(shí),不但不能抑制諧波,反而會使諧波放大,造成濾波器過壓過流,甚至損壞,使電網(wǎng)的穩(wěn)定性遭到嚴(yán)重的影響。(5)協(xié)調(diào)性差。有時(shí)難以協(xié)調(diào)濾波和無功補(bǔ)償、調(diào)壓要求。(6)裝置笨重,體積大,有效材料消耗多。針對PPF的缺點(diǎn),隨著技術(shù)的發(fā)展,各國學(xué)者提出了APF來治理諧波。和PPF相比APF具有宏大的優(yōu)勢[41]:不僅能補(bǔ)償各次諧波,還能夠同時(shí)補(bǔ)償無功功率、抑制閃變、調(diào)節(jié)三相不平衡電壓等;濾波特性不受系統(tǒng)阻抗和頻率的影響,可消除與電網(wǎng)阻抗發(fā)生串、并聯(lián)諧振的危險(xiǎn),且對外電路的諧振具有阻尼作用;具有自適應(yīng)能力,能對變化的諧波進(jìn)行迅速的動態(tài)跟蹤補(bǔ)償;不存在過載問題,當(dāng)負(fù)載諧波電流較大時(shí),控制電路易實(shí)現(xiàn)限流保衛(wèi)以提高系統(tǒng)的安全性。固然APF具有上述優(yōu)點(diǎn),但是APF容量小、造價(jià)高、不合適應(yīng)用于中高壓場合,因而限制了其應(yīng)用與發(fā)展。當(dāng)下主要用于無功補(bǔ)償?shù)脑O(shè)備有同步調(diào)相機(jī)、SVC、SVG、DVR。華而不實(shí)同步調(diào)相機(jī)與空載運(yùn)行的同步電動機(jī)類似,不輸出有功功率,只進(jìn)行無功功率的連續(xù)輸出。優(yōu)點(diǎn)是補(bǔ)償容量大,適宜于無功需求大的場合;缺點(diǎn)是運(yùn)行維護(hù)費(fèi)事,不能知足快速調(diào)節(jié)的要求,因而當(dāng)前己被逐步淘汰142]。靜止無功補(bǔ)償器是隨著電力電子技術(shù)和微處理器的迅速發(fā)展和廣泛應(yīng)用而出現(xiàn)的一種能動態(tài)平滑補(bǔ)償無功的1晶鬧管控制電抗器(TCR)和晶鬧管投切電容器(TSC)。一種或幾種組成部件聯(lián)合起來,就能夠有不同的SVC形式。其特點(diǎn)是:具備正負(fù)連續(xù)調(diào)節(jié)無功的能力、性價(jià)比高,能夠有效解決電壓波動與閃變的問題,但工作經(jīng)過中會向電網(wǎng)注入諧波[43]。由于SVC具有上述的缺點(diǎn),最近幾年SVG逐步發(fā)展起來。靜止無功發(fā)生器又稱靜止同步補(bǔ)償器或靜止調(diào)相機(jī)。SVG的原理和APF類似,它能依靠本身的檢測環(huán)節(jié)檢測出系統(tǒng)中需要的無功功率,然后通過本身的控制系統(tǒng)進(jìn)行跟蹤控制,并進(jìn)行相應(yīng)的無功補(bǔ)償。SVG特點(diǎn)是響應(yīng)速度快,占地面積小、適應(yīng)能力強(qiáng),沒有噪聲,運(yùn)行維護(hù)方便、諧波含量少、具備較強(qiáng)的短時(shí)過載能力、在系統(tǒng)電壓水平較低時(shí)它也能注入較大的無功電流,是一種先進(jìn)、實(shí)用的無功補(bǔ)償裝置[44]。但是其成本較高,阻礙了其發(fā)展。(DVR)是近年來出現(xiàn)的D-FACTS裝置,一般連接于電源與負(fù)荷之間。其特點(diǎn)是響應(yīng)速度快,能夠保證負(fù)荷側(cè)電壓波形為標(biāo)準(zhǔn)正弦,消除電壓諧波和電壓波動與閃變對負(fù)載的影響。但是其容量小,一般情況下只應(yīng)用于低壓配電網(wǎng)。4.3有源電力濾波器的分類通過上述分析可知,由于APF具有多優(yōu)點(diǎn),已成為當(dāng)前研究的一個(gè)熱門,在不久的將來一定會廣泛的應(yīng)用。因而本文采用APF來治理電能質(zhì)量。APF按不同的方式方法能夠分為很多種如此圖4.1,下面將對各類APF一進(jìn)行介紹。【1】假如按APF主電路PWM逆變器的類型可分為電壓型(直流側(cè)儲能器件為電容)和電流型(直流側(cè)儲能器件為電感)兩種[45]。電流型APF直流側(cè)電感在工作經(jīng)過中會一直流過電流,此電流會引起電感內(nèi)阻產(chǎn)生較大損耗,產(chǎn)生的壓降加大,不宜在大功率場合中應(yīng)用。因而,當(dāng)前投入實(shí)際應(yīng)用的較少。電壓型APF的直流側(cè)電壓在工作經(jīng)過中基本不變,溝通側(cè)輸出的是PWM電壓波,優(yōu)點(diǎn)是效率高、損耗低,技術(shù)相對成熟。當(dāng)前得到應(yīng)用大部分APF都是電壓型。假如按APF的拓?fù)錁?gòu)造可分為串聯(lián)型、并聯(lián)型和串-并聯(lián)混合型三類[46]。華而不實(shí)串聯(lián)型又能夠分為單獨(dú)使用型和與LC濾波器混合使用型兩類。串聯(lián)型APF的特點(diǎn)是:負(fù)載與APF通過串聯(lián)方式接入電網(wǎng),通過輸出一個(gè)與諧波電壓相反的補(bǔ)償電壓來抑制諧波造成的不利影響。同時(shí)也能對電壓波動電壓閃變進(jìn)行調(diào)節(jié)和抑制。但由于APF損耗大,保衛(wèi)電路復(fù)雜,限制了其應(yīng)用。并聯(lián)型可分為單獨(dú)使用型、與LC濾波器混合使用型和注入電路型三類。華而不實(shí)LC濾波器混合使用型又可細(xì)分為與LC串聯(lián)型和與LC并聯(lián)型兩類,注入電路型可細(xì)分為與LC串聯(lián)諧振和與LC并聯(lián)型諧振兩類。單獨(dú)使用型并聯(lián)APF的特點(diǎn)是:負(fù)載與APF通過并聯(lián)方式接入電網(wǎng),相對于一個(gè)電流源,通過輸出一個(gè)與諧波電流相反的補(bǔ)償電流來抑制諧波電流造成的不利影響,保衛(wèi)電路比擬簡單。但要求的容量大是它的主要缺乏之處。與LC濾波器混合使用型的特點(diǎn)是:補(bǔ)償電流由APF和PPF兩部分產(chǎn)生。華而不實(shí),由APF產(chǎn)生的補(bǔ)償電流主要消除次數(shù)較高的諧波,由PPF產(chǎn)生的補(bǔ)償電流主要消除次數(shù)較低的諧波。與單獨(dú)使用型并聯(lián)APF相比,其APF容量低,克制了容量的高要求。但是工作經(jīng)過中PPF與電網(wǎng)阻抗間可能發(fā)生諧振,在實(shí)際應(yīng)用中必須避免這個(gè)現(xiàn)象,但這樣就可能使控制電路變得復(fù)雜。注入電路式的特點(diǎn)是:利用PPF與電壓的基波頻率產(chǎn)生的諧振,使PPF支路承受了絕大部分基波電壓,APF只承受很小一部分的基波電壓,進(jìn)而進(jìn)一步降低了APF的容量,使APF的應(yīng)用范圍大大擴(kuò)展,同時(shí),避免了PPF與電網(wǎng)阻抗間可能發(fā)生的諧振。是將來發(fā)展的一個(gè)方向。串-并聯(lián)混合型APF(又稱統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器)的特點(diǎn)是:利用一個(gè)直流側(cè)電容同時(shí)控制串聯(lián)型APF和并聯(lián)型APF,使兩者同時(shí)對諧波電流和電壓進(jìn)行補(bǔ)償。被以為是當(dāng)前解決電力系統(tǒng)電能質(zhì)量最有效的方式方法。但是由于同時(shí)對串聯(lián)型APF和并聯(lián)型APF進(jìn)行控制,因而其控制電路比擬復(fù)雜,并且其成本與居高不下。當(dāng)前處于理論研究經(jīng)過中,實(shí)際應(yīng)用較少。根據(jù)APF電源相數(shù)可分為有單相電源APF和三相電源APF,而三相電源APF又可分為三相三線制APF和三相四線制APF兩種[47]。通過對上述各型APF特點(diǎn)的分析,又由于在本文中電動汽車充電站采用了三相電源。本文釆用了三相三線制電壓型注入式混合型有源電力濾波器。隨著技術(shù)的不斷進(jìn)步,很多新型APF裝置被研制出來。文獻(xiàn)[48]提出一種新型多電平APF,固然提高了APF的容量,但控制經(jīng)過比擬復(fù)雜,可靠性要求很高。文獻(xiàn)[49]提出一種大容量并聯(lián)有源電力濾波器,固然,提高了容量,適用于大功率場合,但是成本高,控制復(fù)雜。文獻(xiàn)[50]利用一種HAPF來治理諧波,固然該濾波器兼具PPF和APF的優(yōu)點(diǎn)、治理效果較好,可以以補(bǔ)償無功。但是PPF部分沒有針對電動汽車充電站諧波的特點(diǎn)進(jìn)行專門的設(shè)計(jì),在諧波與無功檢測經(jīng)過中采用了傳統(tǒng)的算法,計(jì)算量大、檢測精度低、實(shí)時(shí)性差,并利用了傳統(tǒng)規(guī)則采樣法進(jìn)行PWM調(diào)制,計(jì)算量大,調(diào)制精度低。針對上述缺點(diǎn),本文設(shè)計(jì)了一種注入式HAPF,在控制經(jīng)過中采用了改良型d-q算法和改良型規(guī)則采樣法,減小了計(jì)算量,提高了諧波和無功檢測速度、精度和PWM調(diào)制精度。4.4混合型有源電力濾波器的基本構(gòu)造HAPF的并網(wǎng)構(gòu)造圖如此圖4.2,由圖4.2分析可知HAPF是由APF與PPF并聯(lián)混合而成,由電容進(jìn)行無功補(bǔ)償,APF和PPF共同抑制諧波。PPF部分由多個(gè)單調(diào)諧濾波器構(gòu)成,在考慮到電動汽車充電站諧波的特點(diǎn)前提下,在PPF支路上設(shè)計(jì)了5次、7次、11次濾波支路。APF用于濾除電網(wǎng)的部分諧波并阻止電網(wǎng)阻抗與PPF之間的諧振。輸出濾波器采用LC低通濾波器,用以濾除電壓型逆變器開關(guān)器件產(chǎn)生的高頻毛刺。變壓器一方面能夠?qū)崿F(xiàn)APF和PPF部分的電氣隔離,另一方面能夠根據(jù)APF和PPF的電流電壓等級來選擇適當(dāng)?shù)淖儔浩髯儽?來知足APF和PPF的電流電壓匹配。由于電感15和電容C52對基波諧振的特性,使基波電流全部流入PPF部分,APF不承受基波電壓及基波電流,進(jìn)而減少了APF的容量,降低了有源諧波補(bǔ)償系統(tǒng)的投資,提高了系統(tǒng)的性價(jià)比,到達(dá)APF實(shí)用化及治理電能質(zhì)量的目的。【2】4.5混合型有源電力濾波器的工作原理圖4.2中的HAPF的單相等效電路如此圖4.3(a)。這里假設(shè)APF是一個(gè)受控電壓源Fi,諧波源電動汽車充電站是一個(gè)電流源/l。圖中,C51、C52、Ls、Ci、Li.Cn.Ln分別為無源濾波器5、7、11次濾波支路上的電容和電感。圖3.3(b)為僅考慮電網(wǎng)諧波電流分量時(shí)的等效電路圖,Zs為電網(wǎng)阻抗、Zpe為電容C51的阻抗、Zfl為C52和is的串聯(lián)阻抗、ZL為7次和11次濾波支路等效阻抗?！?-4】由式(4.6)可得,若hh、為定值,K增大,/%將減小。若/:值接近于無窮大時(shí),絕大多數(shù)的負(fù)載諧波將流入PPF,可獲得很好的濾波效果。當(dāng)不考慮系統(tǒng)電壓畸變引起的諧波電流時(shí),即令Fsa=0時(shí),由式(4.7)可得,對于/s;;而言,圖4.3(a)和圖4.3(C)是等效的。由圖4.3(c)可得,這相當(dāng)于一個(gè)純電阻尺串接在電網(wǎng)支路上,此時(shí),PPF支路上必然流入更多的諧波電流。若/::|Zi:c|,LC濾波器將流入由負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流。若/:〉|zy,則決定了濾波特性。同時(shí),K還能夠到達(dá)阻尼Zs和Zpe發(fā)生并聯(lián)諧振的效果。4.6混合型有源電力濾波器控制系統(tǒng)的構(gòu)造HAPF的控制部分由兩個(gè)控制器構(gòu)成,控制器1實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電流的采樣、諧波、無功電流的檢測、分析及控制信號計(jì)算等功能,控制器2則完成PWM的控制,并產(chǎn)生PWM脈沖信號來實(shí)現(xiàn)對逆變器的控制,這樣由控制器1和控制器2完成了圖4.4所示的有源電力濾波器的控制經(jīng)過?！?】首先用高速A/D采樣卡將三相電流/s采入到控制器,然后進(jìn)行諧波電流和無功的檢測。在諧波和無功電流檢測經(jīng)過中采用了一種新型基于d-q坐標(biāo)變換的方式方法,檢測出諧波與無功電流后,再通過PI控制器就能夠得到APF輸出補(bǔ)償電壓的指令信號R=KIsh。只要采用跟蹤型PWM技術(shù)控制逆變器,并將t/c作為調(diào)制信號,就能夠使逆變器輸出%,得到需要的電壓波形。本文采用了改良型規(guī)則采樣法[52]來產(chǎn)生PWM控制信號,和傳統(tǒng)方式方法相比調(diào)制精度大大提高。這樣,就得到了PWM控制信號的脈寬數(shù)據(jù)。然后,將PWM脈寬數(shù)據(jù)發(fā)送給控制器2,由控制器2產(chǎn)生PWM控制信號,實(shí)現(xiàn)對逆變器的控制。4.7傳統(tǒng)諧波和無功檢測方式方法分析為了更好的進(jìn)行諧波抑制和無功補(bǔ)償,在諧波和無功電流檢測經(jīng)過中必須精到準(zhǔn)確的檢測出諧波和無功電流。當(dāng)前應(yīng)用的諧波和無功檢測方式方法主要有基于頻域分析的傅立葉變換(FFT)檢測法、基于三相瞬時(shí)無功功率的諧波檢測方式方法、自適應(yīng)諧波檢測方式方法、基于Fryze功率定義的檢測方式方法、基于模擬帶通或帶阻濾波器的檢測法。下面將對這些算法的特點(diǎn)進(jìn)行分析。(1)基于模擬帶通或帶阻濾波器的檢測法[53]:該方式方法是最先應(yīng)用于諧波電流檢測的方式方法,為了得到諧波電流分量,會用50Hz的帶通或帶阻濾波器將負(fù)載電流中的50Hz基波分量分離出來。這種檢測方式方法的優(yōu)點(diǎn)在于電路構(gòu)造簡單、造價(jià)低、調(diào)整起來非常方便。但是,該方式方法也存在很多缺點(diǎn):濾波器產(chǎn)生的相移會引起致輸出信號畸變,導(dǎo)致補(bǔ)償效果不佳;元件參數(shù)對濾波器的中心頻率影響很大,得到的幅頻、相頻特性不理想;檢測精度會受電網(wǎng)頻率波動的影響,檢測出的諧波電流中含有的基波分量太多,導(dǎo)致APF的補(bǔ)償容量增加;不能分離基波有功和無功電流。由于存在上述缺點(diǎn),該方式方法當(dāng)前應(yīng)用己經(jīng)不多。(2)基于Fryze功率定義的檢測方式方法[54]:該方式方法是將負(fù)載電流分解為與電網(wǎng)電壓波形一致的有功電流分量和廣義無功電流分量兩個(gè)正交分量。該方式方法的缺點(diǎn)是必須將負(fù)載的有功功率和電網(wǎng)電壓的有效值計(jì)算出來,并存在超過一個(gè)工頻周期的時(shí)間延遲,所以負(fù)載頻繁變化的場合不宜采用該方式方法。并且,該方式方法不能從總的電流中將諧波電流和基波無功分離出來。因而,該方式方法無法應(yīng)用于需要分別補(bǔ)償諧波電流和基波無功電流的場合。(3)基于頻域分析的傅立葉變換(FFT)檢測法當(dāng)前,進(jìn)行諧波和無功分量檢測時(shí)采用FFT的方式方法是比擬普遍的方式方法。電流中各次諧波分量能夠通過對采樣電流信號進(jìn)行FFT分析來得到。用FFT分析檢測諧波所引起的延時(shí)也隨著數(shù)字信號處理(DSP)芯片運(yùn)算速度的提高而越來越小,實(shí)時(shí)性得到了很大提高。但是,該方式方法是在FFT分析的基礎(chǔ)上建立起來的,假如信號不具有周期性,會引起較大誤差。而且,該方式方法計(jì)算量比擬大,需要進(jìn)行FFT變換及反變換。非同步采樣誤差會隨著電網(wǎng)電壓畸變或者頻率攝動的增大而增加,會造成頻譜泄漏效應(yīng)和柵欄效應(yīng),不能到達(dá)要求的檢測精度。近年來,對改良的FFT諧波檢測方式方法研究越來越多,主要包括:通過加窗算法修正FFT;修正理想采樣頻率法;雙峰譜線修正算法。除了上述幾種改良方式方法,還有很多其它改良的方式方法,由于應(yīng)用的不廣泛,因而不再具體介紹。(4)自適應(yīng)諧波檢測方式方法[56]。該方式方法利用信號處理中的自適應(yīng)噪聲對消原理,將電網(wǎng)電壓作為參考輸入,負(fù)載電流作為原始輸入,將負(fù)載電流中與電網(wǎng)電壓波形一樣的有功分量進(jìn)行消除,進(jìn)而得到所有諧波與無功電流之和。根據(jù)這種原理構(gòu)成的系統(tǒng)是一個(gè)閉環(huán)連續(xù)調(diào)節(jié)的檢測系統(tǒng),所以其運(yùn)行特性幾乎與元件參數(shù)無關(guān),不依靠于器件特性;檢測系統(tǒng)在電網(wǎng)電壓發(fā)生波形畸變以及頻率波動的情況下仍能正常工作,自適應(yīng)能力良好,能對檢測信號進(jìn)行較好地跟蹤并且精度較高,但其動態(tài)響應(yīng)速度比擬慢,限制了其應(yīng)用。(5)瞬時(shí)無功功率檢測方式方法這種方式方法適用于三相系統(tǒng),不過采取一些措施(如在單相信號的基礎(chǔ)上,根據(jù)三相對稱的特點(diǎn),構(gòu)造出三相信號)后,可以以適用于單相系統(tǒng),該方式方法通過計(jì)算負(fù)載的瞬時(shí)功率,它包括直流分量和脈動分量,結(jié)合一定長度的歷史數(shù)據(jù)分離出脈動分量,按在三相內(nèi)平均分配原則,計(jì)算出所需要的參考信號。經(jīng)過不斷改良,主要包括^/-9法、;?-^法以及/0、法。文獻(xiàn)[58]對p-g法以及/p-/,法這種方式方法進(jìn)行了比照研究,結(jié)果表示清楚:當(dāng)電源電壓對稱無畸變、負(fù)載電流對稱時(shí),兩種方式方法都能準(zhǔn)確地檢測出基波電流有功分量、無功分量和諧波電流分量;當(dāng)電源電壓和負(fù)載電流均畸變對稱時(shí),運(yùn)算方式方法仍能準(zhǔn)確地檢測出諧波電流,而p-q運(yùn)算方式方法就存在誤差。當(dāng)三相電壓或三相電流不對稱時(shí),直接應(yīng)用方式方法或p-q運(yùn)算方式方法都存在檢測誤差,不能實(shí)現(xiàn)無功電流的完全補(bǔ)償。而基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的法可在電網(wǎng)電壓不對稱、畸變的情況下精到準(zhǔn)確的檢測出諧波電流,其優(yōu)點(diǎn)是當(dāng)電網(wǎng)電壓對稱且無畸變時(shí),各電流分量的檢測電路比擬簡單[59]。(6)其他算法:主要是指隨著自動化技術(shù)和人工智能技術(shù)發(fā)展起來的各種優(yōu)化算法和預(yù)測算法。它們可以以計(jì)算諧波和基波無功分量,如小波變換法、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法等。固然這些智能算法計(jì)算精度較高、響應(yīng)速度較快,但不容易實(shí)現(xiàn)。通過對上述各種諧波和無功檢測算法的分析我們可知:基于瞬時(shí)無功功率的檢測方式方法受電源頻率變化的影響最小,能更好地協(xié)調(diào)檢測精度和實(shí)時(shí)性之間的矛盾,在APF中應(yīng)用最廣泛、最成熟,因而本文采用基于瞬時(shí)無功功率的檢測方式方法。下面將對這種方式方法進(jìn)行分析。4.7.1p-q法分析p-g檢測法的原理框圖如此圖4.5,是在系統(tǒng)電流含有諧波分量但電網(wǎng)電壓為基波正序電壓的情況下所采用的算法,根據(jù)公式算出瞬時(shí)有功功率;7和無功功率7、g通過低通濾波器(LPF),由此可計(jì)算出瞬時(shí)有功功率、無功功率的直流分量7、q,直流分量7、?是由基波正序電壓和基波正序電流作用產(chǎn)生的。所以,由;^、?經(jīng)過下式的反變換就可計(jì)算出被檢測電流/。、ib、丨。的基波正序分量V、V?！?】華而不實(shí)：【7】該方式方法當(dāng)系統(tǒng)三相電壓對稱不含諧波時(shí),同樣可迅速、準(zhǔn)確地檢測出被檢電流中的諧波分量和無功分量,但是當(dāng)系統(tǒng)電壓波形發(fā)生畸變時(shí),由于均含有諧波,并且;不僅僅是基波電流與基波電壓相作用的結(jié)果,而且還包含其它同次諧波的電流和電壓相作用的結(jié)果,因而計(jì)算出的/、vf(也將含有諧波,進(jìn)而影響諧波檢測的精度,并且檢測結(jié)果的精度隨著電壓波形畸變而降低。除此之外,在硬件電路實(shí)現(xiàn)上,/7-彳方式方法需要10個(gè)乘法器和2個(gè)除法器,計(jì)算量大。4.7.2ip-iq法分析。。ip-iq算法電流諧波檢測的控制框圖如此圖4.6?！?】推導(dǎo)經(jīng)過如下[6^]:首先利用PLL鎖相環(huán)節(jié)獲得與電網(wǎng)A相電壓同頻同相位的正弦信號sine;?和對應(yīng)的余弦信號cos?A通過矩陣將電流從a-b-c靜止坐標(biāo)系變換到d-q-0旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。華而不實(shí):【9】諧波電流值可通過含諧波的電流與基波電流差值得到如式(4.16)所示。假如想實(shí)現(xiàn)諧波和無功的同時(shí)補(bǔ)償,只需將計(jì)算鏈條斷開即可,當(dāng)只檢測負(fù)載的無功電流則只需對進(jìn)行反變換即可得到。需注意所有補(bǔ)償電流應(yīng)該是經(jīng)過反相之后的檢測電流?！?0】由于算法需要提取電網(wǎng)電壓的相位信號計(jì)算出正弦信號sine;/和余弦信號003^??介入運(yùn)算,所以在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時(shí),假如鎖相程序跟蹤精度不夠則會影響到計(jì)算出的角度信息,進(jìn)而影響諧波提取算法的運(yùn)算結(jié)果。而且大量的矩陣運(yùn)算也會產(chǎn)生相應(yīng)的延時(shí),降低系統(tǒng)反響速度。在硬件電路實(shí)現(xiàn)上,ip-iqim需要8個(gè)乘法器和相應(yīng)的同步三相正、余弦信號發(fā)生器。該檢測方式方法推動了APF的迅速發(fā)展,在APF中得到了廣泛的應(yīng)用。但是,這種方式方法使用了很多模擬乘法器,計(jì)算量較大,調(diào)整困難,對參數(shù)依靠性大,計(jì)算精度很難保證。而且,該方式方法一般只適用于三相平衡電路系統(tǒng)。當(dāng)電網(wǎng)電壓有波形畸變時(shí),檢測精度較差。4.7.3d-q算法分析通過對上述基于瞬時(shí)無功功率的諧波檢測方式方法的分析,本文采用了d-qmk。與p-q法以及法相比,基于d-q變換檢測方式方法的優(yōu)點(diǎn)在于能夠消除電壓諧波和不對稱電壓的影響,而且將基波分量在d-q坐標(biāo)中變換到零頻率處,用低通濾波器提取基波信號能夠消除模擬濾波器的相位問題,且不會造成對有些頻率分量的增大或衰減,并且其物理意義清楚明晰、計(jì)算量較小、實(shí)時(shí)性較好。變換是在d-q-O坐標(biāo)變換(即著名的Park變換)的基礎(chǔ)上簡化而來的,其本質(zhì)是通過Park變換將a-b-c坐標(biāo)系下三相電壓、電流轉(zhuǎn)換到d-q-0坐標(biāo)系下,進(jìn)而有利于提取電流基波正序分量[61]。設(shè)三相電壓為:【11】從上式可見a-b-c坐標(biāo)下的電流經(jīng)過d-q-0變換后,第/7次的正序分量變成d-q-0坐標(biāo)系下的第次分量;第(次的負(fù)序分量變成d-q-0坐標(biāo)系下的第(+1次分量而基波正序分量在d-q-0坐標(biāo)系下對應(yīng)的是直流分量。因而通過d-q-0變換先將三相電流變換到d-q-0坐標(biāo)下,然后濾除華而不實(shí)的正弦分量,分離出相應(yīng)的直流分量,再將該直流分量進(jìn)行Park反變換就能夠復(fù)原得到三相基波的正序分量。并且,通過式(4.20)可知,三相電流中的基波正序分量變?yōu)檩S和9軸上的直流分量和值為零的零軸分量,即對于基波電流正序分量而言零軸是不起作用的。因而,能夠?qū)-q-0變換簡化為變換。即令:【12】圖4.8所示為坐標(biāo)系檢測法控制框圖。把知足/?+/,+/。==0的三相電流/?、h、經(jīng)過3/2變換得到/?、ip。用與A相電網(wǎng)電壓e,同相位的正弦信號sin放和對應(yīng)的余弦信號cos?/進(jìn)行轉(zhuǎn)換計(jì)算?！?3】經(jīng)不含零序分量的Park變換得到、iq,再經(jīng)過低通濾波器(LPF)濾波得/d、的直流分量5、1,華而不實(shí)廠、▽是由基波正序分量(、i,、(產(chǎn)生的,所以,由減去其直流分量即可計(jì)算出ib、的負(fù)序分量和諧波分量。該方式方法由于沒有直接使用系統(tǒng)電壓信息,只是將系統(tǒng)電壓通過數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)和正弦信號發(fā)生器構(gòu)造正弦和余弦函數(shù),以實(shí)如今與三相基波電流的合成矢量同步的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的Park變換?？梢姴捎眠@種方式后,檢測結(jié)果的準(zhǔn)確度不受系統(tǒng)電壓畸變的影響。同時(shí)采用這種算法時(shí)諧波提取是在坐標(biāo)軸下完成,無需進(jìn)行反變換,因而降低了計(jì)算量并節(jié)省了運(yùn)算時(shí)間。但是此檢測方式對相位的檢測精度要求較高,即由正余弦函數(shù)合成的矢量應(yīng)當(dāng)與三相電壓基波正序分量的合成矢量同相位。若相位檢測有誤,則基波正序有功和無功分量的檢測精度也將因出現(xiàn)的相位差而有所降低。為了提高基波有功和無功分量檢測精度,本文采用了一種改良型d-q算法。4.8改良型d-q算法分析經(jīng)過傳統(tǒng)算法后,能夠得到基波正序電流檢測的流程。但是,只要得到基波電壓與基波電流之間的相位關(guān)系,才能將基波正序電流分量的無功分量分離出來。為此,本文提出利用改良型基于^/-(坐標(biāo)變換的方式方法進(jìn)行諧波電流和無功的檢測。改良型法的原理框圖如此圖4.9?！?4】式(4.24)中表示基波正序有功電流的分解向量,^,.1表示基波正序電流分量的初相位,表示基波正序電壓分量的初相位。由圖4.6可知,將三相電流與電壓分別通過變換,然后到的再將經(jīng)低通濾波器所得直流分量,通過式(4.24)就能夠得出基波正序有功電流的^/軸和^軸分量,再經(jīng)過^/-^反變換即可得到電流中的基波正序有功電流,用總的電流減去基波正序有功電流即可得到需要補(bǔ)償?shù)闹C波與無功電流分量。這樣通過新型^/-9算法就能夠?qū)崿F(xiàn)諧波與無功電流的檢測,并且檢測精度大大提高。通過分析可知,改良型^/-(算法具有下面特點(diǎn):(1)在改良型^/-(算法中在不知道電流和電壓之間的相位差的情況下,只需要對電流進(jìn)行檢測運(yùn)算,即可補(bǔ)償諧波電流;(2)在改良型^/-9算法中只需要將式(4.21)中的(/改為(份/,即可檢測(次諧波的正序電流分量;(3)在改良型算法中只需要將式(4.21)中的271/3用-2;t/3代替,即可檢測(次諧波的負(fù)序電流分量。根據(jù)上述分析可知:本文所提出的改良型電流檢測算法能夠?qū)χC波與無功電流進(jìn)行較為精到準(zhǔn)確的檢測,并且在檢測諧波電流時(shí)只需要對電流信號進(jìn)行坐換即可;同時(shí)該方式方法經(jīng)過變形后完全能夠應(yīng)用于(次諧波的正序及負(fù)序分量的檢測。該檢測算法對于有源濾波裝置的研究與應(yīng)用具有一定的參考價(jià)值。最后,根據(jù)以上改良型算法的原理在Matlab軟件里搭建了改良型算法的仿真模塊如此圖4.10?！?5】4.9傳統(tǒng)規(guī)則采樣法分析進(jìn)行完諧波檢測后就要進(jìn)行PWM調(diào)制。當(dāng)前,三角波調(diào)制法和滯環(huán)比擬法為最常用的產(chǎn)生跟蹤型PWM控制信號的方式方法。通常,為了消除逆變器輸出電壓中的開關(guān)毛刺,需要在逆變器輸出端加上低通濾波器。當(dāng)釆用滯環(huán)比擬法進(jìn)行控制時(shí),則不能固定開關(guān)器件的開關(guān)頻率,導(dǎo)致設(shè)計(jì)低通濾波器時(shí)比擬困難所以,本文采用三角波調(diào)制法。三角波調(diào)制法有自然采樣法和規(guī)則釆樣法等幾種。自然采樣法計(jì)算量大,難以用數(shù)字方式方法實(shí)現(xiàn),在實(shí)際工程中應(yīng)用的不多[63]。因而,本文采用了規(guī)則采樣法。傳統(tǒng)規(guī)則采樣法原理圖如此圖4.11,在1個(gè)三角波的周期內(nèi),作垂直于載波谷底F點(diǎn)垂線與時(shí)間軸相交于?1點(diǎn),將這個(gè)點(diǎn)作為采樣點(diǎn),延長垂線與調(diào)制波相交于點(diǎn)A,過A點(diǎn)