2012/07/12開關(guān)電源環(huán)路設(shè)計要點

議程電源系統(tǒng)的基本特征。電源系統(tǒng)的環(huán)路框圖。2.1主功率的小信號模型H(S)。

2.2補償部分常見網(wǎng)絡(luò)G(S)。常見的控制方式。

3.1電壓型控制方式。

3.2電流型控制方式。

3.3電壓型控制方式與電流型控制方式的對比。電流型控制方式實際設(shè)計要點。

4.1電流控制的次諧波與斜坡補償。

4.2電流型補償中的實際設(shè)計要點。隔離電源環(huán)路中TL431與運放在電源環(huán)路設(shè)計中的要點。

5.1TL431應(yīng)用要點。

5.2運放的應(yīng)用要點。仿真及其它

檢測到輸出電壓變化時，調(diào)節(jié)占空比電源系統(tǒng)主電路：無論輸入電壓和負載如何變化，都要得到穩(wěn)定的輸出電壓控制電路：脈寬調(diào)制電路補償電路電源系統(tǒng)的基本特征電源系統(tǒng)電源系統(tǒng)的基本特征主功率電路：H(s)控制電路：G(s)我們需要關(guān)注的部分，T(s)，這個決定了我們的系統(tǒng)是否穩(wěn)定環(huán)路設(shè)計的目標1.高的低頻增益，帶來足夠的輸出控制精度2.足夠的Phasemargin和Gainmargin，帶來足夠的穩(wěn)定性。3.高帶寬，良好快速的動態(tài)響應(yīng)功率級小信號傳遞函數(shù)H(S)取得功率級小信號傳遞函數(shù)的方法是多種多樣的，常見的方法有狀態(tài)空間法和平均模型法，其它的有電感電流法等。對于一般使用的變換器來說，buck,boost(buck_boost)是最基本的拓撲。一般的正激（雙管正激）對應(yīng)著buck模型，flyback拓撲是對應(yīng)著buck_boost模型。半橋和全橋拓撲如果副邊是center-type的，依然對應(yīng)著buck模型。這些都是二階系統(tǒng)。復(fù)雜的拓撲如ACF(有源鉗位正激)，Sepic的小信號傳遞函數(shù)會比較復(fù)雜，ACF的勵磁電感和鉗位容會帶來一個四階系統(tǒng)，建模會相對復(fù)雜。

CCM模式和DCM模式對應(yīng)的功率級小信號函數(shù)式不同的。由于實際中CCM更加難以補償，這里主要討論CCM模式

功率級小信號傳遞函數(shù)H(S)-平均模型受控電流源受控電壓源Buck功率級小信號傳遞函數(shù)Gvd電壓源短路電流源短路Step1:Step2:Buck功率級小信號傳遞函數(shù)Gvd負載增加Buck功率級小信號傳遞函數(shù)GvdESR增加考慮電容的ESRBuck功率級小信號傳遞函數(shù)GvdDCR增加考慮電感的DCRBoost功率級小信號傳遞函數(shù)Gvd其中：令輸入電壓擾動和負載擾動為0Boost功率級小信號傳遞函數(shù)Gvd其中：占空比對輸出的擾動標準形式輸入電壓對輸出的擾動標準形式右半平面的零點-容易導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩Boost和Buckboost的帶寬沒有buck寬，相位的跌落會影響相角裕量。占空比增加的瞬間，輸出電壓是下降的。常見的三種環(huán)路補償網(wǎng)絡(luò)G(S)Type-3的波特圖Type-3補償器在實際應(yīng)用廣泛使用，尤其在電壓模式控制中更加多見，實際在電流模式中我們也經(jīng)常使用來增加靈活性。Type-3閉環(huán)后的特性Type-3的使用要點在于將兩個零點置于LC諧振頻率附近，一個極點放在變換器本身的零點附近，最后一個零點放在高頻處已提供足夠的幅值余量。電壓型控制的基本框圖Gvd(s)對應(yīng)著變換器本身的特征，我們在功率設(shè)計的時候已經(jīng)確定了，F(xiàn)m對應(yīng)ramp信號的斜率，Gea(s)是補償網(wǎng)絡(luò)?？梢钥吹剑妷盒涂刂剖窍鄬唵蔚?，功率級我們通過建模得到Gvd,只需設(shè)計反饋部分Gea(s)

峰值電流控制基本框圖電流模式與電壓模式的關(guān)鍵在于電流模式加入了電流內(nèi)環(huán)Ti(s)，設(shè)計會更加復(fù)雜

1.從對比的公式可以看到，對應(yīng)同樣的（功率級）來說，電流型比電壓要復(fù)雜的多，其中Gvd,Gid都可以從平均模式或其它方法推導(dǎo)得到。He(s)是一個采樣保持函數(shù)，可以參考ridley的具體文章。Fm是由斜坡補償和采樣電流斜率決定的。2.簡單的說，電流型控制降低了所需要補償網(wǎng)絡(luò)的階數(shù)，從二階系統(tǒng)降低到一階系統(tǒng)（在一些我們感興趣的頻段內(nèi)）。3.電流型控制并不能消除右邊平面零點。電流型模式的功率特性（包含了電流內(nèi)環(huán)），這里忽略了輸入，輸出的影響（影響很?。╇妷盒湍Ｊ降墓β始壧匦噪妷盒团c電流型控制模式功率級的對比電壓模式與電流模式的功率級對比可以看到，電壓模式雙極點的影響在電流模式里大大簡化了。電流模式帶來了更容易補償?shù)奶匦?電壓型與電流型控制模式功率級的對比

實際的bode圖（電壓型-閉環(huán)）18VinFLPhase=24.72degGain=-8.557dB18VinNLPhase=70.7degGain=-20.28dB

實測的bode圖（電流型-閉環(huán)）18VinFLPhase=68degGain=-11dB18VinNLPhase=73degGain=-16dB以上對比時基于同樣的功率級拓撲來進行補償?shù)慕Y(jié)果，可以看出電流型環(huán)路更容易補償.

電流型or電壓型容易設(shè)計和分析過程Ramp信號可以取到較大（相對于電流型來說）從而不容易受到噪聲的干擾，電流信號由于實際還會做逐波限流，一般都不超過1V/0.5V多路輸出情況下更好的交叉調(diào)整率。電壓型的優(yōu)點對于輸入和負載的變化都要體現(xiàn)在輸出電壓反應(yīng)，響應(yīng)較慢。雙極點補償比較苦難，帶寬必需遠小于雙極點，受功率級影響較大。

不同輸入，不同負載范圍下功率級函數(shù)變化較大，不利于補償。電壓型的缺點

電流型or電壓型電流型在低頻部分類似于單極點系統(tǒng)，更容易滿足相位余量，簡化了設(shè)計電流型控制本身提供了單個周期的過流保護（或者可以說過功率保護），提高了模塊的可靠性。CCMtoDCM的主功率環(huán)路更加一致，電壓模式下CCMtoDCM的主功率環(huán)路變化時很大的。全橋電路中良好的電流型控制可以去除隔直電容。更適合并聯(lián)應(yīng)用。電流型的優(yōu)點兩個環(huán)路（電壓環(huán)+電流環(huán)）讓設(shè)計更加復(fù)雜。次諧波問題-由于電流型控制自身的問題，當占空比大于50%就會帶來次諧波的問題，需要斜坡補償。電流信號做為產(chǎn)生dutycycle的一部分，對電流信號的控制要求很高，容易受到電源本身的諧振干擾。負載電流很小的時候提供的電流信號太小。電流型的缺點

電流型控制—次斜波與斜坡補償上圖闡釋了電流型控制Dutycycle大于0.5情況下不穩(wěn)定的分析，由此公式可以看到M2<M1(D<0.5)擾動才不會擴大加入斜坡m后，可以解出m>-1/2m2做為穩(wěn)定的最基本條件。

電流型控制—次斜波與斜坡補償

在環(huán)路里它是如何體現(xiàn)的呢，這就對應(yīng)著我們提到的He(s)采樣保持函數(shù)，它是一個在1/2Ts的時候的雙極點。，其中Se是斜坡補償?shù)男甭?，而Sn是電流信號的斜率。

電流型控制—次斜波與斜坡補償

下圖說明了在不同的不同Q值情況下的表現(xiàn)，也同時告訴我們，只滿足最低條件Se>-1/2Sn是不夠的,如果我們想得到更好的Q（比如Q<1），在占空比<50%的時候也加斜坡補償。電流型控制—次斜波與斜坡補償

如何檢查是否發(fā)生了次諧波呢，檢查你的CSpin電壓和COM(PWM反饋點）電壓。如果COM沒有變化而你存在大小占空比，即使你沒有<50%，也可以懷疑是否有次諧波。次諧波并不一定是1/2Fs，另外，在波特圖中在高頻（1/5Fsto?Fs)如果發(fā)現(xiàn)了雙極點，也可以推斷是次諧波。典型的次諧波震蕩CurrentSense電流波形電流型控制—次斜波與斜坡補償

具體實現(xiàn)斜坡補償?shù)姆椒?，一般有以下幾種:1.在3842的Pin3和Pin4之間接容（220pF),不推薦，會改變變換器的開關(guān)頻率。2.在3842的RC振蕩器取得一個固定的RAMP，用三極管隔開(建議加入以減小噪音的干擾），如下圖，這樣比較常見的解法。3.右圖是Ridley推薦的接法，不同占空比下會產(chǎn)生不同大小的補償，個人覺得加一個三極管隔開更佳。

電流型控制—次斜波與斜坡補償

現(xiàn)在的芯片很多都自帶了斜坡補償，以內(nèi)部電流源的形式出現(xiàn)，如下圖，在CS上的等效電阻也會起到斜坡補償?shù)淖饔?。注意到，這種接法的加入的斜坡補償ramp也是和占空比相關(guān)的。也是比較好的方法

電流型控制—實際設(shè)計的考慮電流采樣的方法：1.采用電流互感器采樣，電流互感器采樣中電流互感器的位置是值得注意的，放置于開關(guān)管下方會采到開通電流，如果濾波不夠，會帶來誤觸發(fā)。2.采用電阻采樣，電阻采樣要仔細考慮采樣電阻的功耗以及選取PWM芯片的CS門檻問題，從損耗的角度來說，采樣電阻應(yīng)該越小越好，但如果對應(yīng)的門檻遠大于采樣電壓，短路過程中PWM芯片不能快速的逐波保護，會帶來更高的應(yīng)力風險。

電流型控制—實際設(shè)計的考慮電流采樣的方法：

電阻采樣在隔離電源的原邊，一般的波形如下，注意到，這個成分是非常復(fù)雜的，包含了反向恢復(fù)的電流，驅(qū)動開通的電流，還有原邊勵磁電感的電流（計算Fm時候不要忘記（尤其正激類拓撲）。右圖展示了加入濾波的波形和采用前沿消隱的波形區(qū)別。

電流型控制—實際設(shè)計的考慮下圖具體說明了電流采樣濾波的形式，R1,C2的濾去采樣電流中開通電流的信號以免誤導(dǎo)通開關(guān)管，但C2取大后會帶來以下問題。1.變換器環(huán)路會趨向于電壓型。2.短路時候開關(guān)管應(yīng)力超標。3.如果采用blankleadingedge的PWM芯片，C2是可以拿去的，但要確定檢查進入PWM芯片沒有引入噪聲。

電流型控制—實際設(shè)計的考慮加入前饋：

盡管電流模式控制本身就帶有前饋的特質(zhì)，但必要的前饋依然會帶來一些好處:1.改善環(huán)路在不同輸入電壓下的增益使得環(huán)路更好補償。2.改善短路時候的開關(guān)管應(yīng)力，在未加前饋的電流型控制變換器，采樣電流（很多時候是才原邊電流）的峰值總是出現(xiàn)在最低電壓，但開關(guān)管應(yīng)力總是出現(xiàn)在最高電壓下，短路情況下，觸到CSlimit電壓的速度決定了原邊開關(guān)管的應(yīng)力（在同樣的吸收情況下），加入前饋，使得進入PWM芯片的CS電壓變得平均而且接近于CSlimit,會明顯的改善開關(guān)管短路狀態(tài)的應(yīng)力。環(huán)路控制—最容易導(dǎo)致不穩(wěn)定的因素最容易導(dǎo)致電源不穩(wěn)的一些因素，存在于環(huán)路補償環(huán)節(jié)中，但大多并非補償了不正確的極點與零點。電流型控制—最容易導(dǎo)致不穩(wěn)定的因素

1.關(guān)鍵部分的布線，電流型控制中，CS采樣部分和Clock信號部分是環(huán)路中最重要的部分，需要仔細考量，合理濾波。2.光耦在隔離電源中是非常重要的環(huán)路部分。光耦的供電要盡力消除干擾。3.運放也是環(huán)路中重要的部分，需要注意良好的供電和避開干擾源。4.最大duty附近，最大duty附近很多都和芯片本身相關(guān)。5.不足的斜坡補償，不僅僅對于大于50%占空比，對于非常輕載的模塊，足夠的斜坡補償都會帶來幫助。6.最后才是不正確的零點極點配置，TL431-內(nèi)部模型

TL431是一種非常常見的應(yīng)用做環(huán)路控制的器件，他的內(nèi)部模型如下所示:1.內(nèi)部有自置的Ref，2.5V,1.225V等2.供電電流來自K級

TL431應(yīng)用要點

TL431最常見的應(yīng)用如下圖所示，它的工作原理非常類似運放，但又有所不同，Rled在環(huán)路控制中起到一個FASTlane的作用。另外，值得注意的是TL431的K級工作電壓時有限的，存在,一般來說，這個值是等于Vref.TL431應(yīng)用要點－光耦電流

TL431最先要考慮的事光耦的工作電流,一般需要首先確定最大的Rled值，下面公式中Vf為光耦正向壓降，最小工作電流和最小CTR下得到Rled最大值。原邊Ｖｆｂ的設(shè)定取決于ＰＷＭ芯片及控制方式。TL431應(yīng)用要點下圖對應(yīng)了這種接法的傳遞函數(shù)TL431應(yīng)用要點這部分傳遞函數(shù)看起來可以做一個Type-2的補償，實際上，由于，IF不會小于1mA,Rpullup又需要提供中頻增益，中頻增益決定了帶寬，對帶寬需求高的場合，不是好的選擇。TL431應(yīng)用要點-如何消除Fastlane如何讓給光耦以及TL431供電的這個電阻和輸出沒有關(guān)系？解決方法是做一個單獨的供電，如加穩(wěn)壓管Vz。TL431應(yīng)用要點-如何消除Fastlane隔開光耦供電與輸出的關(guān)系后，TL431工作的完全像個運放了，新的傳遞函數(shù)可見下圖，推導(dǎo)也變得容易。TL431應(yīng)用要點-如何消除Fastlane消除了fastlane后，新的傳遞函數(shù)如下，由于引入了R2，我們中頻增益不再只由Rpullup和Rled決定。補償也更加容易，和運放一樣，type-3也可以用消除fastlane的方法實現(xiàn)。TL431應(yīng)用要點-不同供電的環(huán)路對比

下圖可以看到，采用固定電壓的bias供電的TL431和采用Vo供電的TL431環(huán)路會有很大的不同，同樣采用Type-3補償器，用Vo供電環(huán)路難以補償.采用regulatedbias的環(huán)路Fastlane的環(huán)路TL431應(yīng)用要點-與運放的對比

TL431與運放的波特圖對比可以看到，TL431在于常規(guī)運放(LM2904)的比較中（相同模塊相同參數(shù)），并沒有大的區(qū)別。采用運放的閉環(huán)波特圖采用TL431的閉環(huán)波特圖TL431測試環(huán)路如未消除fastlane，應(yīng)當注意測試中的測試點，下圖的A點與B點的結(jié)果是非常不同的（尤其在電壓型控制中）。TL431應(yīng)用要點-測試A點與B點的區(qū)別下圖顯示了不同點測試得到的不同結(jié)果，A點能夠正確的反映出環(huán)路的特性。而B點不能正確的反映出我們需要的環(huán)路特性。A點測量得到的環(huán)路（正確）B點測量得到的環(huán)路（錯誤）運放應(yīng)用的一些實際考慮運放的使用也要考慮光耦工作電流的問題，要保證在全范圍內(nèi)光耦工作在合適的工作電流下，只是運放的輸出電壓更寬，可以工作在工作電壓Vdd到零之間。運放應(yīng)用的一些實際考慮與ＴＬ４３１類似，運放也會有fastlane的問題，解決方法可以與TL431一樣加入Zener，也可以不同，改變輸出的接法從Sink到Source也可以消除fastlane.但須注意原邊的接法也需要反過來。光耦在環(huán)路設(shè)計中的考慮光耦在設(shè)計中除了穩(wěn)態(tài)的考慮，在環(huán)路設(shè)計中也需要了解他的模型，不同光耦的CTR以及內(nèi)部的寄生參數(shù)會對環(huán)路設(shè)計帶來一些區(qū)別。下圖顯示了光耦模型的特性。右圖未三極管部分的小信號模型。光耦在環(huán)路設(shè)計中的考慮在典型應(yīng)用中，光耦體現(xiàn)為一個單極點，帶來的帶寬影響與它連接的電阻Rc相關(guān)，降低此電阻有利于環(huán)路的補償。Hfe與Ccb是光耦的固有特性。光耦在環(huán)路設(shè)計中的考慮實測的光耦特性如下圖，可以看到一個單極點，值得指出的是，對應(yīng)不同的光耦電流極點變化較大，最好盡量減少Rpu