振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻6.1振幅調(diào)制

6.2調(diào)幅信號的解調(diào)

6.3混頻

6.4混頻器的干擾

思考題與習題

振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻電路都屬于頻譜的線性搬移電路，是通信系統(tǒng)及其它電子系統(tǒng)的重要部件。第5章介紹了頻譜線性搬移電路的原理電路、工作原理及特點，旨在為本章具體的頻譜線性搬移的原理及實現(xiàn)打下基礎。本章的重點是各種頻譜線性搬移電路的概念、原理、特點及實現(xiàn)方法，并在第5章的基礎上，介紹一些實用的頻譜線性搬移電路。6.1振幅調(diào)制調(diào)制器與解調(diào)器是通信設備中的重要部件。所謂調(diào)制，就是用調(diào)制信號去控制載波某個參數(shù)的過程。調(diào)制信號是由原始消息（如聲音、數(shù)據(jù)、圖像等）轉變成的低頻或視頻信號，這些信號可以是模擬的，也可以是數(shù)字的，通常用uΩ或f(t)表示。未受調(diào)制的高頻振蕩信號稱為載波，它可以是正弦波，也可以是非正弦波，如方波、三角波、鋸齒波等；但它們都是周期性信號，用符號uC和ic表示。受調(diào)制后的振蕩波稱為已調(diào)波，它具有調(diào)制信號的特征。也就是說，已經(jīng)把要傳送的信息載到高頻振蕩上去了。解調(diào)則是調(diào)制的逆過程，是將載于高頻振蕩信號上的調(diào)制信號恢復出來的過程。振幅調(diào)制是由調(diào)制信號去控制載波的振幅，使之按調(diào)制信號的規(guī)律變化，嚴格地講，是使高頻振蕩的振幅與調(diào)制信號成線性關系，其它參數(shù)(頻率和相位)不變。這是使高頻振蕩的振幅載有消息的調(diào)制方式。振幅調(diào)制分為三種方式:普通的調(diào)幅方式(AM)、抑制載波的雙邊帶調(diào)制(DSB－SC)及抑制載波的單邊帶調(diào)制(SSB-SC)方式。所得的已調(diào)信號分別稱為調(diào)幅波、雙邊帶信號及單邊帶信號。為了理解調(diào)制及解調(diào)電路的構成，必須對已調(diào)信號有個正確的概念。本節(jié)對振幅調(diào)制信號進行分析，然后給出各種實現(xiàn)的方法及一些實際調(diào)制電路。6.1.1振幅調(diào)制信號分析

1.調(diào)幅波的分析

1)表示式及波形設載波電壓為

uC=UCcosωct*(6-1)調(diào)制電壓為

uΩ=UΩcosΩt(6-2)通常滿足ωc>>Ω。根據(jù)振幅調(diào)制信號的定義，已調(diào)信號的振幅隨調(diào)制信號uΩ線性變化，由此可得振幅調(diào)制信號振幅Um(t)為(6-3)式中，ΔUC(t)與調(diào)制電壓uΩ成正比，其振幅ΔUC=kaUΩ與載波振幅之比稱為調(diào)幅度(調(diào)制度)(6-4)式中，ka為比例系數(shù)，一般由調(diào)制電路確定，故又稱為調(diào)制靈敏度。由此可得調(diào)幅信號的表達式(6-5)為了使已調(diào)波不失真，即高頻振蕩波的振幅能真實地反映出調(diào)制信號的變化規(guī)律，調(diào)制度m應小于或等于1。圖6-1(c)、(d)分別為m<1、m=1時的已調(diào)波波形；圖6-1(a)、(b)則分別為調(diào)制信號、載波信號的波形。當m＞1時，稱為過調(diào)制，如圖6-1(e)所示，此時產(chǎn)生嚴重的失真，這是應該避免的。圖6-1AM調(diào)制過程中的信號波形圖6-1AM調(diào)制過程中的信號波形上面的分析是在單一正弦信號作為調(diào)制信號的情況下進行的，而一般傳送的信號并非為單一頻率的信號，例如是一連續(xù)頻譜信號f(t)，這時，可用下式來描述調(diào)幅波:

uAM(t)=UC［1+mf(t)］cosωct(6-6)式中，f(t)是均值為零的歸一化調(diào)制信號，|f(t)|max=1。若將調(diào)制信號分解為則調(diào)幅波表示式為(6-7)式中，mn=kaUΩn/UC。如果調(diào)制信號如圖6-2(a)，已調(diào)波波形則如圖6-2(b)所示。由式(6-5)可以看出，要完成AM調(diào)制，可用圖6-3的原理框圖來完成，其關鍵在于實現(xiàn)調(diào)制信號和載波的相乘。圖6-2實際調(diào)制信號的調(diào)幅波形圖6-3AM信號的產(chǎn)生原理圖

2)調(diào)幅波的頻譜由圖6-1(c)可知，調(diào)幅波不是一個簡單的正弦波形。在單一頻率的正弦信號的調(diào)制情況下，調(diào)幅波如式(6-5)所描述。將式(6-5)用三角公式展開，可得(6-8)

上式表明，單頻調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率分量，它是由三個高頻正弦波疊加而成，其頻譜圖見圖6-4。由圖及上式可看到:頻譜的中心分量就是載波分量，它與調(diào)制信號無關，不含消息。而兩個邊頻分量ωc+Ω及ωc－Ω則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻幅度相等并與調(diào)制信號幅度成正比。邊頻相對于載頻的位置僅取決于調(diào)制信號的頻率，這說明調(diào)制信號的幅度及頻率消息只含于邊頻分量中。圖6-4單音調(diào)制時已調(diào)波的頻譜(a)調(diào)制信號頻譜；(b)載波信號頻譜；(c)AM信號頻譜在多頻調(diào)制情況下，各個低頻頻率分量所引起的邊頻對組成了上、下兩個邊帶。例如語音信號，其頻率范圍大致為300～3400

Hz(如圖6-5(a)所示)，這時調(diào)幅波的頻譜如圖6-5(b)所示。由圖可見，上邊帶的頻譜結構與原調(diào)制信號的頻譜結構相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。所謂頻譜結構相同，是指各頻率分量的相對振幅及相對位置沒有變化。這就是說，AM調(diào)制是把調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻兩側，在搬移過程中頻譜結構不變。這類調(diào)制方式屬于頻譜線性搬移的調(diào)制方式。圖6-5語音信號及已調(diào)信號頻譜

(a)語音頻譜；(b)已調(diào)信號頻譜單頻調(diào)制時，調(diào)幅波占用的帶寬BAM＝2F，F(xiàn)=Ω/2π。如調(diào)制信號為一連續(xù)譜信號或多頻信號，其最高頻率為Fmax，則AM信號占用的帶寬BAM=2Fmax。信號帶寬是決定無線電臺頻率間隔的主要因素，如通常廣播電臺規(guī)定的帶寬為9kHz，VHF電臺的帶寬為25kHz。

3)調(diào)幅波的功率平均功率(簡稱功率)是對恒定幅度、恒定頻率的正弦波而言的。調(diào)幅波的幅度是變化的，所以它存在幾種狀態(tài)下的功率，如載波功率、最大功率及最小功率、調(diào)幅波的平均功率等。在負載電阻RL上消耗的載波功率為

(6-9)在負載電阻RL上，一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的功率為(6-10)由此可見，P是調(diào)制信號的函數(shù)，是隨時間變化的。上、下邊頻的平均功率均為(6-11)AM信號的平均功率(6-12)由上式可以看出，AM波的平均功率為載波功率與兩個邊帶功率之和。而兩個邊頻功率與載波功率的比值為(6-13)當100％調(diào)制時(m=1)，邊頻功率為載波功率的1/2，即只占整個調(diào)幅波功率的1/3。當m值減小時，兩者的比值將顯著減小，邊頻功率所占比重更小。同時可以得到調(diào)幅波的最大功率和最小功率，它們分別對應調(diào)制信號的最大值和最小值為

Pmax=Pc(1+m)2

Pmin=Pc(1－m)2(6-14)Pmax限定了用于調(diào)制的功放管的額定輸出功率PH，

要求PH≥Pmax。在普通的AM調(diào)制方式中，載頻與邊帶一起發(fā)送，不攜帶調(diào)制信號分量的載頻占去了2/3以上的功率，而帶有信息的邊頻功率不到總功率的1/3，功率浪費大，效率低。但它仍廣泛地應用于傳統(tǒng)的無線電通信及無線電廣播中，其主要原因是設備簡單，特別是AM波解調(diào)很簡單，便于接收，而且與其它調(diào)制方式(如調(diào)頻)相比，AM占用的頻帶窄。

2.雙邊帶信號在調(diào)制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到，其表示式為uDSB(t)=kf(t)uC(6-15)在單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調(diào)制時，uDSB(t)=kUCUΩcosΩtcosωct=g(t)cosωct(6-16)式中，g(t)是雙邊帶信號的振幅，與調(diào)制信號成正比。與式(6-3)中的Um(t)不同，這里g(t)可正可負。因此單頻調(diào)制時的DSB信號波形如圖6-6(c)所示。與AM波相比，它有如下特點:

(1)包絡不同。AM波的包絡正比于調(diào)制信號f(t)的波形，而DSB波的包絡則正比于|f(t)|。例如g(t)=kcosΩt，它具有正、負兩個半周，所形成的DSB信號的包絡為|cosΩt|。當調(diào)制信號為零時，即cosΩt=0，DSB波的幅度也為零。圖6-6DSB信號波形

(2)

DSB信號的高頻載波相位在調(diào)制電壓零交點處(調(diào)制電壓正負交替時)要突變180°。由圖可見，在調(diào)制信號正半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻同相，相差0°；在調(diào)制信號負半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻反相，相差180°。這就表明，DSB信號的相位反映了調(diào)制信號的極性。因此，嚴格地講，DSB信號已非單純的振幅調(diào)制信號，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號。

從式(6-16)看出，單頻調(diào)制的DSB信號只有ωc+Ω及ωc－Ω兩個頻率分量，它的頻譜相當于從AM波頻譜圖中將載頻分量去掉后的頻譜。由于DSB信號不含載波，它的全部功率為邊帶占有，所以發(fā)送的全部功率都載有消息，

功率利用率高于AM信號。由于兩個邊帶所含消息完全相同，故從消息傳輸角度看，發(fā)送一個邊帶的信號即可，這種方式稱為單邊帶調(diào)制。

3.單邊帶信號單邊帶(SSB)信號是由DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調(diào)制過程中，直接將一個邊帶抵消而成。單頻調(diào)制時，uDSB(t)=kuΩuC。當取上邊帶時uSSB(t)=Ucos(ωc+Ω)t(6-17)取下邊帶時uSSB(t)=Ucos(ωc－Ω)t(6-18)

從上兩式看，單頻調(diào)制時的SSB信號仍是等幅波，但它與原載波電壓是不同的。SSB信號的振幅與調(diào)制信號的幅度成正比，它的頻率隨調(diào)制信號頻率的不同而不同，因此它含有消息特征。單邊帶信號的包絡與調(diào)制信號的包絡形狀相同。在單頻調(diào)制時，它們的包絡都是一常數(shù)。圖6-7為SSB信號的波形，圖6-8為調(diào)制過程中的信號頻譜。圖6-7單音調(diào)制的SSB信號波形圖6-8單邊帶調(diào)制時的頻譜搬移為了看清SSB信號波形的特點，下面分析雙音調(diào)制時產(chǎn)生的SSB信號波形。為分析方便。設雙音頻振幅相等，即uΩ(t)=UΩcosΩ1t+UΩcosΩ2t

(6-19)且Ω2＞Ω1，則可以寫成下式:(6-20)受uΩ調(diào)制的雙邊帶信號為(6-21)

從中任取一個邊帶，就是雙音調(diào)制的SSB信號(圖6-9)。取上邊帶，(6-22)進一步展開(6-23)圖6-9雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜由上面分析可以看出SSB信號有如下特點：

(1)比較式(6-20)和(6-22)可見，若將|2UΩcos(Ω2－Ω1)t/2|看成是調(diào)制信號的包絡，(Ω2+Ω1)/2為調(diào)制信號的填充頻率，則SSB信號的包絡與調(diào)制信號的包絡形狀相同，填充頻率移動了ωc。

(2)比較式(6-19)和(6-23)可以看出，雙音調(diào)制時，每一個調(diào)制頻率分量產(chǎn)生一個對應的單邊帶信號分量，它們之間的關系和單音調(diào)制時一樣，振幅之間成正比，頻率則線性移動。這一調(diào)制關系也同樣適用于多頻率分量信號f(t)的SSB調(diào)制。由式(6-17)和式(6-18)，利用三角公式，可得uSSB(t)=UcosΩtcosωct－UsinΩtsinωct(6-24a)和uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct(6-24b)式(6-24a)對應于上邊帶，式(6-24b)對應于下邊帶。這是SSB信號的另一種表達式，由此可以推出uΩ(t)=f(t)，即一般情況下的SSB信號表達式(6-25)式中，“+”號對應于下邊帶，“－”號對應于上邊帶。是f(t)的希爾伯特(Hilbert)變換，即(6-26)由于(6-27)sgn(ω)是符號函數(shù)，可得f(t)的傅里葉變換(6-28)該式意味著對F(ω)的各頻率分量均移相－π／2就可得到，其傳輸特性如圖6-10所示。圖6-10希爾伯特變換網(wǎng)絡及其傳遞函數(shù)單邊帶調(diào)制從本質(zhì)上說是幅度和頻率都隨調(diào)制信號改變的調(diào)制方式。但是由于它產(chǎn)生的已調(diào)信號頻率與調(diào)制信號頻率間只是一個線性變換關系(由Ω變至ωc+Ω或ωc－Ω的線性搬移)，這一點與AM及DSB相似，因此通常把它歸于振幅調(diào)制。由上所述，對于語音調(diào)制而言，其單邊帶信號的頻譜如圖6-11(b)、(c)所示。圖上也表示了產(chǎn)生單邊帶信號過程中的DSB信號頻譜。

SSB調(diào)制方式在傳送信息時，不但功率利用率高，而且它所占用頻帶為BSSB≈Fm，比AM、DSB減少了一半，頻帶利用充分，目前已成為短波通信中一種重要的調(diào)制方式。圖6-11語音調(diào)制的SSB信號頻譜(a)DSB頻譜；(b)上邊帶頻譜；(c)下邊帶頻譜6.1.2振幅調(diào)制電路由上面的分析可以看出，AM、DSB及SSB信號都是將調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻上去(允許取一部分)，搬移的過程中，頻譜的結構不發(fā)生變化，不產(chǎn)生fc

±nF

分量，均屬于頻譜的線性搬移，故同屬線性調(diào)制。因此，產(chǎn)生這些信號的方法必有相同之處。比較上面對AM、DSB和SSB信號的分析不難看出，這三種信號都有一個共項(或以此項為基礎)，即調(diào)制信號uΩ

與載波信號uC

的乘積項，或者說這些調(diào)制的實現(xiàn)必須以乘法器為基礎。由式(6－5)、式(6－16)及式(6－17)或式(6－18)可以看出，AM信號是在此乘積項的基礎上加載波或在uΩ

的基礎上加一直流后與uC

相乘得到的；DSB信號是將調(diào)制信號uΩ與載波信號uC直接相乘得到的；而SSB信號可以在DSB信號的基礎上通過濾波來獲得。因此，這些調(diào)制的實現(xiàn)電路應包含有乘積項。第5章介紹了頻譜的線性搬移電路，在那些電路中，只要包含平方項(包含有乘積項)，就可以用來完成上述調(diào)制功能。調(diào)制可分為高電平調(diào)制和低電平調(diào)制。高電平調(diào)制是將功放和調(diào)制合二為一，調(diào)制后的信號不需再放大就可直接發(fā)送出去。如許多廣播發(fā)射機都采用這種調(diào)制，這種調(diào)制主要用于形成AM信號。低電平調(diào)制是將調(diào)制和功放分開，調(diào)制后的信號電平較低，還需經(jīng)功率放大后達到一定的發(fā)射功率再發(fā)送出去。DSB、SSB以及第7章介紹的調(diào)頻(FM)信號均采用這種方式。對調(diào)制器的主要要求是調(diào)制效率高、調(diào)制線性范圍大、失真要小等。

1.AM調(diào)制電路

1)高電平調(diào)制高電平調(diào)制主要用于AM調(diào)制，這種調(diào)制是在高頻功率放大器中進行的。通常分為基極調(diào)幅、集電極調(diào)幅以及集電極-基極(或發(fā)射極)組合調(diào)幅。其基本工作原理就是利用改變某一電極的直流電壓以控制集電極高頻電流振幅。集電極調(diào)幅和基極調(diào)幅的原理和調(diào)制特性，已在高頻功率放大器一章討論過了。

集電極調(diào)幅電路如圖6-12所示。等幅載波通過高頻變壓器T1輸入到被調(diào)放大器的基極，調(diào)制信號通過低頻變壓器T2加到集電極回路且與電源電壓相串聯(lián)，此時，EC=Ec0+uΩ，

即集電極電源電壓隨調(diào)制信號變化，從而使集電極電流的基波分量隨uΩ的規(guī)律變化。圖6-12集電極調(diào)幅電路由功放的分析已知，當功率放大器工作于過壓狀態(tài)時，集電極電流的基波分量與集電極偏置電壓成線性關系。因此，要實現(xiàn)集電極調(diào)幅，應使放大器工作在過壓狀態(tài)。圖6-13(a)給出了集電極電流基波振幅Ic1隨EC變化的曲線——集電極調(diào)幅時的靜態(tài)調(diào)制特性，圖6-13(b)畫出了集電極電流脈沖及基波分量的波形。圖6-13集電極調(diào)幅的波形圖6-14是基極調(diào)幅電路，圖中LB1是高頻扼流圈，LB為低頻扼流圈，C1、C3、C5為低頻旁路電容，C2、C4、C6為高頻旁路電容?；鶚O調(diào)幅與諧振功放的區(qū)別是基極偏壓隨調(diào)制電壓變化。在分析高頻功放的基極調(diào)制特性時已得出集電極電流基波分量振幅IC隨Eb變化的曲線，這條曲線就是基極調(diào)幅的靜態(tài)調(diào)制特性，如圖6-15所示。如果Eb隨uΩ變化，Ic1將隨之變化，

從而得到已調(diào)幅信號。從調(diào)制特性看，為了使Ic1受Eb的控制明顯，

放大器應工作在欠壓狀態(tài)。圖6-14基極調(diào)幅電路圖6-15基極調(diào)幅的波形由于基極電路電流小，消耗功率小，故所需調(diào)制信號功率很小，調(diào)制信號的放大電路比較簡單，這是基極調(diào)幅的優(yōu)點。但因其工作在欠壓狀態(tài)，集電極效率低是其一大缺點。一般只用于功率不大，對失真要求較低的發(fā)射機中。而集電極調(diào)幅效率較高，適用于較大功率的調(diào)幅發(fā)射機中。

2)低電平調(diào)制要完成AM信號的低電平調(diào)制，可采用第5章介紹的頻譜線性搬移電路來實現(xiàn)。下面介紹幾種實現(xiàn)方法。

(1)二極管電路。用單二極管電路和平衡二極管電路作為調(diào)制電路，都可以完成AM信號的產(chǎn)生，圖6-16(a)為單二極管調(diào)制電路。當UC>>UΩ時，由式(5-38)可知，流過二極管的電流iD為(6-29)其頻譜圖如圖6-16(b)所示。輸出濾波器H(jω)對載波ωc調(diào)諧，帶寬為2F。這樣最后的輸出頻率分量為ωc，ωc+Ω和ωc－Ω，輸出信號是AM信號。對于二極管平衡調(diào)制器，在圖5-7所示電路中，令u1=uC，u2=uΩ，

且有UC>>UΩ，產(chǎn)生的已調(diào)信號也為AM信號，讀者可自己加以分析。圖6-16單二極管調(diào)制電路及頻譜

(2)利用模擬乘法器產(chǎn)生普通調(diào)幅波。模擬乘法器是以差分放大器為核心構成的。在第5章中分析了差分電路的頻譜線性搬移功能，對單差分電路，已得到雙端差動輸出的電流io與差動輸入電壓uA和恒流源(受uB控制)的關系式(5-70):(6-30)若將uC加至uA，uΩ加到uB，則有(6-31)式中，m=UΩ/Ee，x=UC／VT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則經(jīng)濾波后的輸出電壓

uo=I0RLβ1(x)(1+mcosΩt)cosωct

(6-32)為一AM信號。這種情況下的差動傳輸特性及io波形如圖6-17所示。圖6-17(a)中實線為調(diào)制電壓uΩ=0時的曲線，虛線表示uΩ達正、負峰值時的特性，輸出為AM信號。如果載波幅度增大，包絡內(nèi)高頻正弦波將趨向方波，io中含高次諧波。圖6-17差分對AM調(diào)制器的輸出波形用雙差分對電路或模擬乘法器也可得到AM信號。圖6-18(a)給出了用BG314模擬乘法器產(chǎn)生AM信號的電路，將調(diào)制信號疊加上直流成分，即可得到AM信號輸出，調(diào)節(jié)直流分量大小，即可調(diào)節(jié)調(diào)制度m值。電路要求UC、UΩ分別小于2.5V。用MC1596G產(chǎn)生AM信號的電路如圖6-18(b)所示，C1596與國產(chǎn)XCC類似，將調(diào)制信號疊加上直流分量也可產(chǎn)生普通調(diào)幅波。此外，還可以利用集成高頻放大器、可變跨導乘法器等電路產(chǎn)生AM信號。圖6-18利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號圖6-18利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號

2.DSB調(diào)制電路

DSB信號的產(chǎn)生大都采用低電平調(diào)制。由于DSB信號將載波抑制，發(fā)送信號只包含兩個帶有信息的邊帶信號，因而其功率利用率較高。DSB信號的獲得，關鍵在于調(diào)制電路中的乘積項，故具有乘積項的電路均可作為DSB信號的調(diào)制電路。

1)二極管調(diào)制電路單二極管電路只能產(chǎn)生AM信號，不能產(chǎn)生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環(huán)形電路可以產(chǎn)生DSB信號。在第5章的二極管平衡電路圖5-7中，把調(diào)制信號uΩ加到圖中的u1處，載波uC加到圖中的u2處，且UC>>UΩ，在大信號工作，這就構成圖6-19的二極管平衡調(diào)制電路。由式(5-43)可得輸出變壓器的次級電流iL為

(6-33)iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fc±F(n=0，1，2，…)分量，若輸出濾波器的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則輸出電壓為(6-34)圖6-19二極管平衡調(diào)制電路

二極管平衡調(diào)制器采用平衡方式，將載波抑制掉，從而獲得抑制載波的DSB信號。平衡調(diào)制器的波形如圖6-20所示，加在VD1、VD2上的電壓僅音頻信號uΩ的相位不同(反相)，故電流i1和i2僅音頻包絡反相。電流i1－i2的波形如圖6-20(c)所示。經(jīng)高頻變壓器T2及帶通濾波器濾除低頻和3ωc±Ω等高頻分量后，負載上得到DSB信號電壓uo(t)，如圖6-20(d)所示。對平衡調(diào)制器的主要要求是調(diào)制線性好、載漏小(輸出端的殘留載波電壓要小，一般應比有用邊帶信號低20dB以上)，同時希望調(diào)制效率高及阻抗匹配等。圖6-20二極管平衡調(diào)制器波形一實用的平衡調(diào)制器電路如圖6-21所示。調(diào)制電壓為單端輸入，已調(diào)信號為單端輸出，省去了中心抽頭音頻變壓器和輸出變壓器。從圖可見，由于兩個二極管方向相反，故載波電壓仍同相加于兩管上，而調(diào)制電壓反相加到兩管上。流經(jīng)負載電阻RL的電流仍為兩管電流之差，所以它的原理與基本的平衡電路相同。圖中，C1對高頻短路、對音頻開路，因此T次級中心抽頭為高頻地電位。R2、R3與二極管串聯(lián)，同時用并聯(lián)的可調(diào)電阻R1來使兩管等效正向電阻相同。C2、C3用于平衡反向工作時兩管的結電容。圖6-21平衡調(diào)制器的一種實際線路為進一步減少組合分量，可采用雙平衡調(diào)制器(環(huán)形調(diào)制器)。在第5章已得到雙平衡調(diào)制器輸出電流的表達式(5-49)，在u1=uΩ，u2=uC的情況下，該式可表示為(6-35)經(jīng)濾波后，有(6-36)從而可得DSB信號，其電路和波形如圖6-22所示。圖6-22雙平衡調(diào)制器電路及波形在二極管平衡調(diào)制電路(如圖5-7所示電路)中，調(diào)制電壓uΩ與載波uC的注入位置與所要完成的調(diào)制功能有密切的關系。uΩ加到u1處，uC加到u2處，可以得到DSB信號，但兩個信號的位置相互交換后，只能得到AM信號，而不能得到DSB信號。但在雙平衡電路中，uC、uΩ可任意加到兩個輸入端，完成DSB調(diào)制。

平衡調(diào)制器的一種等效電路是橋式調(diào)制器，同樣也可以用兩個橋路構成的電路等效一個環(huán)形調(diào)制器，如圖6-23所示。載波電壓對兩個橋路是反相的。當uC＞0時，上橋路導通，下橋路截止；反之，當uC＜0時，上橋路截止，下橋路導通。調(diào)制電壓反向加于兩橋的另一對角線上。如果忽略晶體管輸入阻抗的影響，則圖中ua(t)為(6-37)因晶體管交流電流iC=αie≈ie=ue(t)/Re，所以輸出電壓為(6-38)圖6-23雙橋構成的環(huán)形調(diào)制器

2)差分對調(diào)制器在單差分電路(圖5-7)中，將載波電壓uC加到線性通道，即uB=uC，調(diào)制信號uΩ加到非線性通道，即uA=uΩ，則雙端輸出電流io(t)為(6-39)式中，I0=Ee/Re，m=UC/Ee，x=UΩ/VT。經(jīng)濾波后的輸出電壓uo(t)為uo(t)≈I0RLmβ1(x)cosΩtcosωct=UocosΩtcosωct(6-40)上式表明，uΩ、uC采用與產(chǎn)生AM信號的相反方式加入電路，可以得到DSB信號。但由于uΩ加在非線性通道，故出現(xiàn)了fc±nF(n=3，5，…)分量，它們是不易濾除的，這就是說，這種注入方式會產(chǎn)生包絡失真。只有當uΩ較小時，使β3(x)<<β1(x)，才能得到接近理想的DSB信號。圖6-24為差分對DSB調(diào)制器的波形圖。傳輸特性以fc的頻率在uC=0那條曲線上下擺動。圖中所示為UΩ值較小的情況，圖(c)為濾除F后的DSB信號波形。圖6-24差分對DSB調(diào)制器的波形由信號分析已知，DSB信號的產(chǎn)生可將uΩ和uC直接相乘即可。單差分調(diào)制器雖然可以得到DSB信號，具有相乘器功能，但它并不是一個理想乘法器。首先，信號的注入必須是uA=uΩ，uB=uC，且對uΩ的幅度提出了要求，UΩ值應小(例如，UΩ＜26mV)，這限制了輸入信號的動態(tài)范圍；其次，要得DSB信號，必須加接濾波器以濾除不必要的分量；必須雙端差動輸出，單端輸出只能得到AM信號；最后，當輸入信號為零時，輸出并不為零，如uB=0，則電路為一直流放大器，仍然有輸出。采用雙差分調(diào)制器，可以近似為一理想乘法器。前已得到雙差分對電路的差動輸出電流為(6-41)若UΩ、UC均很小，上式可近似為(6-42)等效為一模擬乘法器，不加濾波器就可得到DSB信號。由上面的分析可以看出，雙差分對調(diào)制器克服了單差分對調(diào)制器上述大部分的缺點。例如，

與信號加入方式無關，

不需加濾波器，

單端輸出仍然可以獲得DSB信號。惟一的要求是輸入信號的幅度應受限制。圖6-25是用于彩色電視發(fā)送機中的雙差分對調(diào)制器的實際電路。圖中，V7、V8組成恒流源電路。V5、V6由復合管組成。W4用來調(diào)整差分電路的平衡性，使靜態(tài)電流I5=I6，否則即使色差信號(調(diào)制信號)為零，還有副載頻輸出，會造成副載頻泄漏。同理，W2用來調(diào)整V1～V4管的對稱性，如不對稱，即使副載頻為零，仍有色差信號輸出，稱為視頻泄漏。圖6-18為利用BG314和MC1596產(chǎn)生AM信號的實際電路，若將調(diào)制信號上疊加的直流分量去掉，就可產(chǎn)生DSB信號。這種電路的特點是工作頻帶較寬，輸出信號的頻譜較純，而且省去了變壓器。圖6-25雙差分調(diào)制器實際線路

3.SSB調(diào)制電路

SSB信號是將雙邊帶信號濾除一個邊帶形成的。根據(jù)濾除方法的不同，SSB信號產(chǎn)生方法有好幾種，主要有濾波法和移相法兩種。

1)濾波法圖6-26是采用濾波法產(chǎn)生SSB的發(fā)射機框圖。調(diào)制器(平衡或環(huán)形調(diào)制器)產(chǎn)生的DSB信號，通過后面的邊帶濾波器，就可得到所需的SSB(上邊帶或下邊帶)信號。濾波法單邊帶信號產(chǎn)生器是目前廣泛采用的SSB信號產(chǎn)生的方法。濾波法的關鍵是邊帶濾波器的制作。因為要產(chǎn)生滿足要求的SSB信號，對邊帶濾波器的要求很高。這里主要是要求邊帶濾波器的通帶阻帶間有陡峭的過渡衰減特性。設語音信號的最低頻率為300Hz，調(diào)制器產(chǎn)生的上邊帶和下邊帶之差為600Hz，若要求對無用邊帶的抑制度為40dB，則要求濾波器在600Hz過渡帶內(nèi)衰減變化40dB以上。圖6-27就是要求的理想邊帶濾波器的衰減頻率特性。除了過渡特性外，還要求通帶內(nèi)衰減要小，衰減變化要小。圖6-26濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖圖6-27理想邊帶濾波器的衰減特性通常的帶通濾波器是由L、C元件或等效L、C元件(如石英晶體)構成。從振蕩回路的基本概念可知，帶通濾波器的相對帶寬Δf／f0隨元件品質(zhì)因數(shù)Q的增加而減小。因為實際的品質(zhì)因數(shù)不能任意大，當帶寬一定時(如3000Hz)，濾波器的中心頻率f0就不能很高。因此，用濾波法產(chǎn)生SSB信號，通常不是直接在工作頻率上調(diào)制和濾波，而是先在低于工作頻率的某一固定頻率上進行，然后如圖6-26那樣，通過幾次混頻及放大，將SSB信號搬移到工作頻率上去。

目前常用的邊帶濾波器有機械濾波器、晶體濾波器和陶瓷濾波器等。它們的特點是Q值高，頻率特性好，性能穩(wěn)定。機械濾波器的工作頻率一般為100～500kHz，晶體邊帶濾波器的工作頻率為幾百千赫茲至一二兆赫茲。

2)移相法移相法是利用移相網(wǎng)絡，對載波和調(diào)制信號進行適當?shù)南嘁?，以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得SSB信號。在SSB信號分析中我們已經(jīng)得到了式(6-25)，重寫如下:它由兩個分量組成。同相分量f(t)cosωct和正交分量f(t)sinωct可以看成是兩個DSB信號，將這兩個信號相加，就可抵消掉一個邊帶。圖6-28為移相法SSB調(diào)制器的原理框圖。圖中，兩個調(diào)制器相同，但輸入信號不同。調(diào)制器B的輸入信號是移相π／2的載頻及調(diào)制信號；調(diào)制器A的輸入沒有相移。兩個分量相加時為下邊帶信號；兩個分量相減時，為上邊帶信號。圖6-28移相法SSB信號調(diào)制器移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件:

(1)兩個調(diào)制器輸出的振幅應完全相同；

(2)移相網(wǎng)絡必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π/2相移。根據(jù)分析，若要求對無用邊帶抑制40dB，則要求網(wǎng)絡的相移誤差在1°左右。這時單頻的載頻電壓是不難做到的，但對于調(diào)制信號，如語音信號300～3400Hz的范圍內(nèi)(波段系數(shù)大于11)，要在每個頻率上都達到這個要求是很困難的。因此，π/2相移網(wǎng)絡是移相法的關鍵部件。為了提高相移網(wǎng)絡的精度，可以采用兩個π/4相移網(wǎng)絡供給兩個調(diào)制器:一個為+π/4相移，另一個為－π/4相移。圖6-29(a)為這種移相法SSB調(diào)制器的框圖。經(jīng)過±π/4相移后，兩路音頻信號相差為π/2。載頻由頻率為4f0的振蕩器經(jīng)四次數(shù)字分頻器得到。載頻的π/2相差也由分頻器來保證。各點波形見圖6-29(b)。移相法對調(diào)制器的載漏抑制要求較高。由于不采用邊帶濾波器，載波的抑制就只靠調(diào)制器來完成。不過由于不采用邊帶濾波器，所以載頻的選擇受到的限制較小，因此可以在較高的頻率上形成SSB信號。圖6-29移相法的另一種SSB調(diào)制器圖6-29移相法的另一種SSB調(diào)制器6.2調(diào)幅信號的解調(diào)6.2.1調(diào)幅解調(diào)的方法從高頻已調(diào)信號中恢復出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。對于振幅調(diào)制信號，

解調(diào)就是從它的幅度變化上提取調(diào)制信號的過程。解調(diào)是調(diào)制的逆過程，實質(zhì)上是將高頻信號搬移到低頻端，這種搬移正好與調(diào)制的搬移過程相反。搬移是線性搬移，故所有的線性搬移電路均可用于解調(diào)。振幅解調(diào)方法可分為包絡檢波和同步檢波兩大類。包絡檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡與調(diào)制信號成線性關系，因此包絡檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖6-30所示。由非線性器件產(chǎn)生新的頻率分量，用低通濾波器選出所需分量。

根據(jù)電路及工作狀態(tài)的不同，包絡檢波又分為峰值包絡檢波和平均包絡檢波。DSB和SSB信號的包絡不同于調(diào)制信號，不能用包絡檢波，必須使用同步檢波。同步解調(diào)器是一個六端網(wǎng)絡，有兩個輸入電壓，一個是DSB或SSB信號，另一個是外加的參考電壓(稱為插入載波電壓或恢復載波電壓)。為了正常地進行解調(diào)，恢復載波應與調(diào)制端的載波電壓完全同步(同頻同相)，這就是同步檢波名稱的由來。同步檢波的框圖及輸入、輸出信號頻譜示于圖6-31中。順便指出，同步檢波也可解調(diào)AM信號，但因它比包絡檢波器復雜，所以很少采用。圖6-30包絡檢波的原理框圖圖6-31同步解調(diào)器的框圖圖6-32同步檢波器同步檢波又可以分為乘積型(圖6-32(a))和疊加型(圖6-32(b))兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調(diào)。6.2.2二極管峰值包絡檢波器

1．原理電路及工作原理圖6-33(a)是二極管峰值包絡檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。輸入回路提供信號源，在超外差接收機中，檢波器的輸入回路通常就是末級中放的輸出回路。二極管通常選用導通電壓小、rD小的鍺管。RC電路有兩個作用:一是作為檢波器的負載，在其兩端產(chǎn)生調(diào)制頻率電壓；二是起到高頻電流的旁路作用。為此目的，RC網(wǎng)絡須滿足式中，ωc為輸入信號的載頻，在超外差接收機中則為中頻ωI；Ω為調(diào)制頻率。在理想情況下，RC網(wǎng)絡的阻抗Z應為

Z(ωc)=0Z(Ω)=R即對高頻短路；對直流及低頻，電容C開路，此時負載為R。圖6-33二極管峰值包絡檢波器(a)原理電路；(b)二極管導通；(c)二極管截止在這種檢波器中，信號源、非線性器件二極管及RC網(wǎng)絡三者為串聯(lián)。該檢波器工作于大信號狀態(tài)，輸入信號電壓要大于0.5V，通常在1V左右。故這種檢波器的全稱為二極管串聯(lián)型大信號峰值包絡檢波器。這種電路也可以工作在輸入電壓小的情況，由于工作狀態(tài)不同，

不再屬于峰值包絡檢波器范圍，而稱為小信號檢波器。下面討論檢波過程。檢波過程可用圖6-34說明。設輸入信號ui為等幅高頻電壓(載波狀態(tài))，且加電壓前圖6-33中C上電荷為零，當ui從零開始增大時，由于電容C的高頻阻抗很小，ui幾乎全部加到二極管VD兩端，VD導通，C被充電，因rD小，充電電流很大，又因充電時常數(shù)rDC很小，電容上的電壓建立得很快，這個電壓又反向加于二極管上，此時VD上的電壓為信號源ui與電容電壓uC之差，即uD=uC－ui。當uC達到U1值時(見圖所示)，uD=uC－ui=0，VD開始截止，隨著ui的繼續(xù)下降，VD存在一段截止時間，在此期間內(nèi)電容器C把導通期間儲存的電荷通過R放電。因放電時常數(shù)RC較大，放電較慢，在uC值下降不多時，ui的下一個正半周已到來。當ui＞uC(如圖中U2值)時，VD再次導通，電容C在原有積累電荷量的基礎上又得到補充，uC進一步提高。然后，繼續(xù)上述放電、充電過程，直至VD導通時C的充電電荷量等于VD截止時C的放電電荷量，便達到動態(tài)平衡狀態(tài)——穩(wěn)定工作狀態(tài)。如圖中U4以后所示情況，此時，U4已接近輸入電壓峰值。在下面的研究中，將只考慮穩(wěn)態(tài)過程，因為暫態(tài)過程是很短暫的瞬間過程。圖6-34加入等幅波時檢波器的工作過程從這個過程可以得出下列幾點:

(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。若忽略rD，二極管VD導通與截止期間的檢波器等效電路如圖6-33(b)、(c)所示。

(2)由于RC時間常數(shù)遠大于輸入電壓載波周期，放電慢，使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值，即Uo≈Um)。該電壓對VD形成一個大的負電壓，從而使二極管只在輸入電壓的峰值附近才導通。導通時間很短，電流通角θ很小，二極管電流是一窄脈沖序列，如圖6-34(b)，這也是峰值包絡檢波名稱的由來。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav

及高頻分量。Iav流經(jīng)電阻R形成平均電壓Uav(載波輸入時，Uav=Udc)，它是檢波器的有用輸出電壓；高頻電流主要被旁路電容C旁路，在其上產(chǎn)生很小的殘余高頻電壓Δu，所以檢波器輸出電壓uo=uC=Uav+Δu，其波形如圖6-34(c)。實際上，當電路元件選擇正確時，高頻波紋電壓很小，可以忽略，這時檢波器輸出電壓為uo=Uav。直流輸出電壓Udc接近于但小于輸入電壓峰值Um。

根據(jù)上面的討論，可以畫出大信號檢波器在穩(wěn)定狀態(tài)下的二極管工作特性，如圖6-35所示，其中二極管的伏安特性用通過原點的折線來近似。二極管兩端電壓uD在大部分時間里為負值，只在輸入電壓峰值附近才為正值，uD=－Uo+ui。圖6-35檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形當輸入AM信號時，充放電波形如圖6-36(a)所示。因為二極管是在輸入電壓的每個高頻周期的峰值附近導通，因此其輸出電壓波形與輸入信號包絡形狀相同。此時，平均電壓Uav包含直流及低頻調(diào)制分量，即Uo(t)=Uav=Udc+uΩ，其波形見圖6-36(b)。此時二極管兩端電壓為uD=uAM－Uo(t)，其波形見圖6-37，它是在自生負偏壓－Uo(t)之上疊加輸入AM信號后的波形。二極管電流iD中的高頻分量被C旁通，Idc及調(diào)制分量iΩ流經(jīng)R形成輸出電壓。如果只需輸出調(diào)制頻率電壓，則可在原電路上增加隔直電容Cg和負載電阻Rg，如圖6-38(a)所示。若需要檢波器提供與載波電壓大小成比例的直流電壓，例如作自動控制放大器增益的偏壓時，則可用低通濾波器取出直流分量，如圖6-38(b)所示。其中，對調(diào)制分量短路。從檢波過程還可以看出，RC的數(shù)值對檢波器輸出的性能有很大影響。如果R值小(或C小)，則放電快，高頻波紋加大，平均電壓下降；RC數(shù)值大則作用相反。當檢波器電路一定時，它跟隨輸入電壓的能力取決于輸入電壓幅度變化的速度。當幅度變化快，例如調(diào)制頻率高或調(diào)制幅度m大時，電容器必須較快地放電，以使電容器電壓能跟上峰值包絡而下降，此時，

如果RC太大，就會造成失真。圖6-36輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖6-37輸入為AM信號時，檢波器二極管的電壓及電流波形圖6-38包絡檢波器的輸出電路

2．性能分析檢波器的性能指標主要有非線性失真、輸入阻抗及傳輸系數(shù)。這里主要討論后兩項，在后面專門分析失真問題。

1)傳輸系數(shù)Kd檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率，是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um，輸出直流電壓為Uo，則Kd定義為(6-43a)

對AM信號，其定義為檢波器輸出低頻電壓振幅與輸入高頻已調(diào)波包絡振幅之比，(6-43b)這兩個定義是一致的。由于輸入大信號，檢波器工作在大信號狀態(tài)，二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波，采用理想的高頻濾波，并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導通電壓UP)，則由圖6-35有:(6-44)iDmax=gD(Um－Uo)=gDUm(1－cosθ)(6-45)式中，uD=ui－uo，gD=1/rD，θ為電流通角，iD是周期性余弦脈沖，其平均分量I0為(6-46)基頻分量為(6-47)式中，α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。由式(6-43(a))和圖6-35可得(6-48)由此可見，檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù)，求出θ后，就可得Kd。由式(6-46)Uo=I0R，有(6-49)等式兩邊各除以cosθ，可得(6-50)當gDR很大時，如gDR≥50時，tanθ≈θ－θ3/3，代入式(6-50)，有(6-51)由以上的分析可以看出:

(1)當電路一定(管子與R一定)時，在大信號檢波器中θ是恒定的，它與輸入信號大小無關。其原因是由于負載電阻R的反作用，使電路具有自動調(diào)節(jié)作用而維持θ不變。例如，

當輸入電壓增加，引起θ增大，導致I0、Uo增大，負載電壓加大，加到二極管上的反偏電壓增大，致使θ下降。因θ一定，Kd=cosθ，檢波效率與輸入信號大小無關。所以，檢波器輸出、輸入間是線性關系——線性檢波。當輸入AM信號時，輸出電壓uo=KdUm(1+mcosΩt)。

(2)θ越小，Kd越大，并趨近于1。而θ隨gDR增大而減小，因此，Kd隨gDR增加而增大，

圖6-39就是這一關系曲線。由圖可知，當gDR＞50時，Kd變化不大，且Kd＞0.9。實際上，理想濾波條件是做不到的，因此輸出平均電壓還是要小些。實際傳輸特性與電容C的容量有關，參見圖6-40。圖中，ωRC=∞為理想濾波條件，ωRC=0是無電容C時的情況。圖6-39Kd～gDR關系曲線圖圖6-40濾波電路對Kd的影響

2)輸入電阻Ri

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci，如圖6-41所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值，即(6-52)檢波器輸入電容包括檢波二極管結電容Cj和二極管引線對地分布電容Cf，Ci≈Cj+Cf。Ci可以被看作是輸入回路的一部分。圖6-41檢波器的輸入阻抗輸入電阻是前級的負載，它直接并入輸入回路，影響著回路的有效Q值及回路阻抗。由式(6-47)，有(6-53)當gDR≥50時，θ很小，sinθ≈θ－θ3/6，cosθ≈1－θ2/2，代入上式，可得(6-54)由此可見，串聯(lián)二極管峰值包絡檢波器的輸入電阻與二極管檢波器負載電阻R有關。當θ較小時，近似為R的一半。R越大，Ri越大，對前級的影響就越小。式(6-54)這個結論還可以用能量守恒原理來解釋。由于θ很小，消耗在rD上的功率很小，

可以忽略，所以檢波器輸入的高頻功率

全部轉換為輸出的平均功率，即則這里Kd≈1。

3．檢波器的失真在二極管峰值包絡檢波器中，存在著兩種特有的失真——惰性失真和底部切削失真。下面來分析這兩種失真形成的原因和不產(chǎn)生失真的條件。

1)惰性失真在二極管截止期間，電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時間常數(shù)。如RC數(shù)值很大，則下降速度很慢，將會使得輸入電壓的下一個正峰值來到時仍小于uC，也就是說，輸入AM信號包絡下降速度大于電容器兩端電壓下降的速度，因而造成二極管負偏壓大于信號電壓，致使二極管在其后的若干高頻周期內(nèi)不導通。因此，檢波器輸出電壓就按RC放電規(guī)律變化，形成如圖6-42所示的情況，輸出波形不隨包絡形狀而變化，產(chǎn)生了失真。由于這種失真是由電容放電的惰性引起的，故稱惰性失真或失隨失真。圖6-42惰性失真的波形容易看出，隋性失真總是起始于輸入電壓的負斜率的包絡上，調(diào)幅度越大，調(diào)制頻率越高，惰性失真越易出現(xiàn)，因為此時包絡斜率的絕對值增大。為了避免產(chǎn)生惰性失真，必須在任何一個高頻周期內(nèi)，使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度，即(6-55)如果輸入信號為單音調(diào)制的AM波，在t1時刻其包絡的變化速度為(6-56)二極管停止導通的瞬間，電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡值，即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電的速度為(6-57)將式(6-56)和式(6-57)代入式(6-55)，可得(6-58)

實際上，不同的t1，U(t)和uC的下降速度不同，為避免產(chǎn)生惰性失真，必須保證A值最大時，仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0，得cosΩt1=－m(6-59)代入式(6-58)，得出不失真條件如下:(6-60)

由此可見，m、Ω越大，包絡下降速度就越快，要求的RC就越小。在設計中，應用最大調(diào)制度及最高調(diào)制頻率檢驗有無惰性失真，其檢驗公式為(6-61)

2)底部切削失真底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后，輸出電壓的波形如圖6-43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。為了取出低頻調(diào)制信號，檢波器電路如圖6-43(a)所示。電容Cg應對低頻呈現(xiàn)短路，其電容值一般為5～10μF；Rg是所接負載。當檢波器接有Cg、Rg后，檢波器的直流負載R=仍等于R，而低頻交流負載R≈等于R與Rg的并聯(lián)，即R≈=RRg/(R+Rg)。因R=≠R≈，將引起底部失真。圖6-43底部切削失真因為Cg較大，在音頻一周內(nèi)，其兩端的直流電壓基本不變，其大小約為載波振幅值UC，可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為(6-62)調(diào)幅波的最小幅度為UC(1－m)，由圖6-43可以看出，要避免底部切削失真，應滿足(6-63)即(6-64)

這一結果表明，為防止底部切削失真，檢波器交流負載與直流負載之比應大于調(diào)幅波的調(diào)制度m。因此必須限制交、直流負載的差別。在工程上，減小檢波器交、直流負載的差別有兩種常用的措施：一是在檢波器與低放級之間插入高輸入阻抗的射極跟隨器；二是將R分成R1和R2，R=R1+R2。此時，R==R1+R2

，R≈=R1+R2∥Rg，如圖6-44所示。圖6-44減小底部切削失真的電路

4．實際電路及元件選擇在圖6-45中，檢波器部分是峰值包絡檢波器常用的典型電路。它與圖6-44(a)是相同的，采用分段直流負載。R2電位器用以改變輸出電壓大小，稱為音量控制。通常使C1=C2，R3、R4、R2及－6V電源構成外加正向偏置電路，給二極管提供正向偏置電流，其大小可通過R4調(diào)整。正向偏置的引入是為了抵消二極管導通電壓VP，使得在輸入信號電壓較小時，檢波器也可以工作。

R4、C3組成低通濾波器。C3為20μF的大電容，其上只有直流電壓，這個直流電壓的大小與輸入信號載波振幅成正比，并加到前面放大級的基極作為偏壓，以便自動控制該級增益。如輸入信號強，C3上直流電壓大，加到放大管偏壓大，增益下降，使檢波器輸出電壓下降。圖6-45檢波器的實際電路根據(jù)上面諸問題的分析，檢波器設計及元件參數(shù)選擇的原則如下:

(1)回路有載QL值要大，

(2)為載波周期；

(3)

(4)

(5)。。其中，(1)是從選擇性、通頻帶的要求出發(fā)考慮的；(2)是為了保證輸出的高頻波紋??；(3)是為了減小頻率失真；(4)、(5)是為了避免惰性失真及底部切削失真。檢波管要選用正向電阻小、反向電阻大、結電容小、最高工作頻率fmax高的二極管。一般多用點觸型鍺二極管2AP系列。例如，可選用金鍵鍺管2AP9、2AP10，其正向電阻小，正向電流上升快，在信號較小時就可以進入大信號線性檢波區(qū)。2AP1～2AP8，2AP11～2AP27為鎢鍵管，它們的fmax比金鍵管高一些。2AP系列管的結電容大約在1pF以下。電阻R的選擇，主要考慮輸入電阻及失真問題，同時要考慮對Kd的影響。應使R>>rD，R1+R2≥2Ri，R1/R2的比值一般選在0.1～0.2范圍，R1值太大將導致R1上壓降大，使Kd下降。廣播收音機及通信接收機檢波器中，

R的數(shù)值通常選在幾千歐姆(如5kΩ)。電容C不能太大，以防止隋性失真；C太小又會使高頻波紋大，應使RC>>TC。由于實際電路中R1值較小，所以可近似認為C=C1+C2

，通常取C1=C2。廣播收音機中，C一般取0.01μF。

5.二極管并聯(lián)檢波器除上面討論的串聯(lián)檢波器外，峰值包絡檢波器還有并聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。

并聯(lián)檢波器的二極管、負載電阻和信號源是并聯(lián)的，如圖6-46(a)所示。其工作原理與串聯(lián)檢波器相似。當VD導通時ui向C充電，充電時間常數(shù)為rDC；當VD截止時，C通過R放電，放電時間常數(shù)為RC。達到動態(tài)平衡后，C上產(chǎn)生與串聯(lián)檢波器類似的鋸齒狀波動電平，平均值為Uav。這樣，實際加到二極管上的電壓為uD=ui－uC，其波形見圖6-46(b)。電容C起檢波兼隔離作用，但不能起到高頻濾波作用，所以輸出電壓就是二極管兩端的電壓。不僅含有平均分量，還含有高頻分量；因此輸出端除需隔直電容外，還需加高頻濾波電路，以濾除高頻分量，得到所需的低頻分量，如圖6-46(c)所示。圖6-46并聯(lián)檢波器及波形

(a)原理電路；(b)波形；(c)實際電路當電路參數(shù)相同時，并聯(lián)型檢波器和串聯(lián)型檢波器具有相同的電壓傳輸系數(shù)Kd，但因高頻電流通過負載電阻R時，損耗了一部分高頻功率，因而并聯(lián)型檢波器的輸入電阻比串聯(lián)型檢波器小。根據(jù)能量守恒原理，實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率，一部分消耗在R上，一部分轉換為輸出平均功率，即當Uav≈UC時(UC為載波振幅)有

(6-65)

6．小信號檢波器小信號檢波是指輸入信號振幅在幾毫伏至幾十毫伏范圍內(nèi)的檢波。這時，二極管的伏安特性可用二次冪級數(shù)近似，即(6-66)式中，a0為uD=0時靜態(tài)電流；

為伏安特性在uD=0時的斜率；為伏安特性在uD=0上的二次導數(shù)。一般小信號檢波時Kd很小，可以忽略平均電壓負反饋效應，認為uD=ui－uav≈ui≈Umcosωc

t(6-67)將它代入上式，可求得iD的平均分量和高頻基波分量振幅為若用ΔIav=Iav－a0表示在輸入電壓作用下產(chǎn)生的平均電流增量，則(6-68)相應的Kd和Ri為(6-69)(6-70)若輸入信號為單音調(diào)制的AM波，因Ω<<ωc，可用包絡函數(shù)U(t)代替以上各式中的Um

(6-71)

由以上分析可知，小信號檢波器輸出的平均電壓ΔUav與輸入信號電壓振幅Um的平方成正比，故將這種檢波器稱為平方律檢波器。利用其檢波電流與輸入高頻電壓振幅平方成正比這一特性，可以作功率指示，在測量儀表及微波檢測中廣泛應用。這種檢波器的電壓傳輸系數(shù)Kd和輸入電阻Ri都小，而且還有非線性失真，這是它的缺點。圖6-47是這種檢波器的原理電路和波形。圖6-47小信號檢波6.2.3同步檢波

前已指出，同步檢波分為乘積型和疊加型兩種方式，這兩種檢波方式都需要接收端恢復載波支持，恢復載波性能的好壞，直接關系到接收機解調(diào)性能的優(yōu)劣。下面分別介紹這兩種檢波方法。

1．乘積型乘積型同步檢波是直接把本地恢復載波與接收信號相乘，用低通濾波器將低頻信號提取出來。在這種檢波器中，要求恢復載波與發(fā)端的載波同頻同相。如果其頻率或相位有一定的偏差，將會使恢復出來的調(diào)制信號產(chǎn)生失真。設輸入信號為DSB信號，即us=UscosΩtcosωct，本地恢復載波ur=Urcos(ωrt+φ)，這兩個信號相乘(6-72)經(jīng)低通濾波器的輸出，且考慮ωr－ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi)，有uo=Uocos(Δωct+φ)cosΩt(6-73)由上式可以看出，當恢復載波與發(fā)射載波同頻同相時，即ωr=ωc

，φ=0，則uo=UocosΩt(6-74)無失真地將調(diào)制信號恢復出來。若恢復載波與發(fā)射載頻有一定的頻差，即ωr=ωc+Δωcuo=UocosΔωctcosΩt(6-75)引起振幅失真。若有一定的相差，則uo=UocosφcosΩt(6-76)相當于引入一個振幅的衰減因子cosφ，當φ=π/2時，uo=0。當φ是一個隨時間變化的變量時，即φ=φ(t)時，恢復出的解調(diào)信號將產(chǎn)生振幅失真。

類似的分析也可以用于AM波和SSB波。這種解調(diào)方式關鍵在于獲得兩個信號的乘積，因此，第5章介紹的頻譜線性搬移電路均可用于乘積型同步檢波。圖6-48為幾種乘積型解調(diào)器的實際線路。圖6-48幾種乘積型解調(diào)器實際線路

2.疊加型疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復載波，使之成為或近似為AM信號，再利用包絡檢波器將調(diào)制信號恢復出來。對DSB信號而言，只要加入的恢復載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關系，就可得到一個不失真的AM波。圖6-49就是一疊加型同步檢波器原理電路。下面分析SSB信號的疊加型同步檢波。圖6-49疊加型同步檢波器原理電路設單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct－UssinΩtsinωct恢復載波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct－UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］

(6-77)式中(6-78)(6-79)由于后面接包絡檢波器，包絡檢波器對相位不敏感，只關心包絡的變化。(6-80)式中，m=Us/Ur。當m<<1，即Ur>>Us時，上式可近似為(6-81)上式用到，|x|<1。經(jīng)包絡檢波器后，輸出電壓

(6-82)經(jīng)隔直后，就可將調(diào)制信號恢復出來。采用圖6-50所示的同步檢波電路，可以減小解調(diào)器輸出電壓的非線性失真。它由兩個檢波器構成平衡電路，上檢波器輸出如式(6-82)，下檢波器的輸出uo2=KdUr(1－mcosΩt)(6-83)則總的輸出uo=uo1－uo2=2KdUrmcosΩt(6-84)

由以上分析可知，實現(xiàn)同步檢波的關鍵是要產(chǎn)生出一個與載波信號同頻同相的恢復載波。圖6-50平衡同步檢波電路對于AM波來說，同步信號可直接從信號中提取。AM波通過限幅器就能去除其包絡變化，

得到等幅載波信號，這就是所需同頻同相的恢復載波。而對DSB信號，將其取平方，從中取出角頻率為2ωc的分量，再經(jīng)二分頻器，就可得到角頻率為ωc的恢復載波。對于SSB信號，恢復載波無法從信號中直接提取。在這種情況下，為了產(chǎn)生恢復載波，往往在發(fā)射機發(fā)射SSB信號的同時，附帶發(fā)射一個載波信號，稱為導頻信號，它的功率遠低于SSB信號的功率。接收端就可用高選擇性的窄帶濾波器從輸入信號中取出該導頻信號，導頻信號經(jīng)放大后就可作為恢復載波信號。如果發(fā)射機不附帶發(fā)射導頻信號，

接收機就只能采用高穩(wěn)定度晶體振蕩器產(chǎn)生指定頻率的恢復載波，

顯然在這種情況下，

要使恢復載波與載波信號嚴格同步是不可能的，而只能要求頻率和相位的不同步量限制在允許的范圍內(nèi)。6.3混頻6.3.1混頻的概述混頻，又稱變頻，也是一種頻譜的線性搬移過程，它是使信號自某一個頻率變換成另一個頻率。完成這種功能的電路稱為混頻器(或變頻器)。

1．混頻器的功能混頻器是頻譜線性搬移電路，是一個六端網(wǎng)絡。它有兩個輸入電壓，輸入信號us和本地振蕩信號uL，其工作頻率分別為fc和fL；輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI=fL±fc(同時也可采用諧波的差頻或和頻)。由此可見，混頻器在頻域上起著減(加)法器的作用。在超外差接收機中，混頻器將已調(diào)信號(其載頻可在波段中變化，如HF波段2～30MHz，VHF波段30～90MHz等)變?yōu)轭l率固定的中頻信號?；祛l器的輸入信號us、本振uL都是高頻信號，中頻信號也是已調(diào)波，除了中心頻率與輸入信號不同外，由于是頻譜的線性搬移，其頻譜結構與輸入信號us的頻譜結構完全相同。表現(xiàn)在波形上，中頻輸出信號與輸入信號的包絡形狀相同，只是填充頻率不同(內(nèi)部波形疏密程度不同)。圖6-51表示了這一變換過程。這也就是說，理想的混頻器(只有和頻或差頻的混頻)能將輸入已調(diào)信號不失真地變換為中頻信號。圖6-51混頻器的功能示意圖中頻fI與fc、fL的關系有幾種情況:當混頻器輸出取差頻時，有fI=fL－fc或fI=fc－fL；取和頻時有fI=fL+fc。當fI＜fc時，稱為向下變頻，輸出低中頻；當fI＞fc時，稱為向上變頻，輸出高中頻。雖然高中頻比此時輸入的高頻信號的頻率還要高，仍將其稱為中頻。根據(jù)信號頻率范圍的不同，常用的中頻數(shù)值為:465(455)、500kHz；1、1.5、4.3、5、10.7、21.4、30、70、140MHz等。如調(diào)幅收音機的中頻為465(455)kHz；調(diào)頻收音機的中頻為10.7MHz，微波接收機、衛(wèi)星接收機的中頻為70MHz或140MHz，等等。混頻器是頻率變換電路，在頻域中起加法器和減法器的作用。振幅調(diào)制與解調(diào)也是頻率變換電路，也是在頻域上起加法器和減法器的作用，同屬頻譜的線性搬移。由于頻譜搬移位置的不同，