班級：研1311班1 11無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對傳輸性能的影響 1 1 21.3頻率選擇性衰落和平坦衰落 2 3 3 31.7快衰落和慢衰落 4 42.1單載頻傳輸均衡技術(shù)的概述 4 52.3單載波頻域均衡技術(shù)的數(shù)學(xué)表示 63單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻 73.1單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻 73.2直接序列擴(kuò)頻抗干擾的原理 4.2OFDM系統(tǒng)的調(diào)制與解調(diào) 22 23 參考文獻(xiàn) 11無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對傳輸性能的影響嚴(yán)重。多徑干擾時(shí)電波在傳播過程中，遇到各種反射體(如電離層、對流層、高山和建筑物等)引起的反射或散射，使到達(dá)移動天線的信號是由多路徑反射波的合成。由于電波通過各條路徑的距離不同，因而反射波的到達(dá)時(shí)間、相位也各2延擴(kuò)展tmax、平均時(shí)延擴(kuò)展、均方根時(shí)延擴(kuò)展σ,等多種參數(shù)描述方法。表1給出了不同信道環(huán)境下的最大時(shí)延擴(kuò)展值。最大時(shí)延擴(kuò)展最大到達(dá)路徑差室內(nèi)室外表1不同信道環(huán)境下的最大時(shí)延擴(kuò)展值加起來，會造成符號間干擾(ISI)。強(qiáng)的ISI會使得接嚴(yán)重的下降。從表可見，戶外環(huán)境下的最大時(shí)延擴(kuò)展可達(dá)20μs,當(dāng)發(fā)送符號速率超過100kbit/s時(shí)就會產(chǎn)生顯著的ISI。從頻域看，如果多徑信道具有恒定增益和線性相位的帶寬范圍(稱為相干帶3寬定義為頻率相關(guān)函數(shù)大于0.9的某特定帶寬，則相干帶寬近似為為信號的頻譜被展寬，將包含頻率為fo-fa~fo+fa頻移，這一頻譜稱為多普勒頻譜。接收信號的多普勒頻譜上不等于0的頻率范圍定義為多普勒擴(kuò)展，用Ba來表示。如果所傳送的基帶信號的帶寬B?遠(yuǎn)大于Ba,通常，根據(jù)Bs和Ba的關(guān)系，我們將無線信道分為慢衰落信道(Bs>Ba)和快4與多普勒擴(kuò)展相對應(yīng)的一個(gè)時(shí)間參量是相干時(shí)間T,5相應(yīng)的系統(tǒng)分別成為單載波時(shí)域均衡系統(tǒng)(SC—TDE)和單載波頻域均衡系統(tǒng)要求的功率放大器對支持給定的平均功率可要求更小是將每幀的最后Ng個(gè)符號復(fù)制到幀頭作為循環(huán)前綴(CyclicPrefix,CP),形成6 7經(jīng)過頻域均衡后，時(shí)間域的輸出信號若采用迫零均衡算法，則濾波器的系數(shù)可以由下式得到在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，可以用估計(jì)值H:代替H。若采用最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則，則濾波器的系數(shù)可以由下式得到3單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻3.1單載波傳輸直接序列擴(kuò)頻擴(kuò)頻傳輸是目前軍用和民用通信系統(tǒng)中均廣泛采用的一種通信體制，尤其是DSSS(直接序列擴(kuò)頻)技術(shù)，在許多全球性通信系統(tǒng)如GPS、IS-95以及第三代蜂窩移動通信系統(tǒng)中均得到深入的應(yīng)用。擴(kuò)展頻譜通信簡稱擴(kuò)頻通信，其特點(diǎn)是傳輸信息所用的帶寬遠(yuǎn)大于信息本身帶寬。DSSS將窄帶信號擴(kuò)展成寬帶噪聲信號，它對多徑的抵抗能力主要來源于偽隨機(jī)序列尖銳的自相關(guān)特性。DSSS通過將射頻載波和偽噪聲(PN)數(shù)字信號有效地相乘來執(zhí)行數(shù)據(jù)處理。首先，它通過相應(yīng)的調(diào)制手段(如：BPSK、QPSK、QAM等)將PN碼調(diào)制到信息信號上。然后用一個(gè)雙重平衡混頻器將射頻載波和8前站調(diào)的射頻信號和噪聲信號的功率最接近時(shí)它的功率最高，并且和信道的噪聲最發(fā)射機(jī)鐘由于PN碼的帶寬很寬，所以可以在不丟失信息的統(tǒng)的帶寬。應(yīng)該注意的是，擴(kuò)頻主瓣中包含的能量構(gòu)成了擴(kuò)頻信號90%以上的總8(1),互相關(guān)函數(shù)為0。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，通常采用具有與隨機(jī)白噪聲類似統(tǒng)計(jì)特性m序列即是n級最長線性移位寄存器序列，其生成的方法是利用一個(gè)n級線9性移位寄存器和模二加法器組成的反饋組合輸入邏輯線路，構(gòu)成一個(gè)動態(tài)移位寄存器，當(dāng)反饋邏輯是以本原特征多項(xiàng)式生成：0,n。在移位寄存器初始態(tài)不為零的條件下，移位寄存器的末級就輸出周期長度為2n-1的序列，也就是最長線性移位寄存器序列，即m序列。m序列具有良好的自相關(guān)特性，其自相關(guān)函數(shù)為：3.1.2M序列M序列是n級最長非線性移位寄存器序列，它可在m序列的基礎(chǔ)上生成。M序列的反饋函數(shù)Fm(x?)就是m序列的反饋函數(shù)F?(x?)加上移位寄存器全零態(tài)的處 F(x)=F?(x,)+x?x?…x?-i,M序列的數(shù)目較多，為22m-1-n。但其自相關(guān)特性不再具有二值特性，互相關(guān)特性目前還無確切的理論結(jié)果，有人對周期為16的M序列研究表明，M序列的互相關(guān)旁瓣較大，性能較差，選取具有正交性的一組擴(kuò)頻碼需要進(jìn)行大量計(jì)算機(jī)計(jì)算Gold碼是一種自、互相關(guān)特性均較好的偽隨機(jī)序列，它的自相關(guān)和互相關(guān)均呈3值分布，其地址碼數(shù)遠(yuǎn)大于m序列。Gold碼是m序列的組合碼，它是由同步時(shí)鐘控制2個(gè)m序列優(yōu)選對逐位模2加得到的，序列周期與m序列相同，這種碼又稱為最大長度序列優(yōu)選對碼，并且每改動2個(gè)m序列相對位移，就可以得到一個(gè)新的Gold碼序列。當(dāng)相對位移(2“-1)個(gè)比特時(shí)，就可得到一族(2”-1)個(gè)Gold碼，加上生成Gold碼的2個(gè)m序列，共有(2”+1)個(gè)Gold碼序列。表2給出Gold碼的互相關(guān)特性，其自相關(guān)旁瓣也同樣取3值，僅分布位置不同。碼長2"-1歸一化互相關(guān)函數(shù)出現(xiàn)概率的倍數(shù)表2同族Gold碼的互相關(guān)特性Walsh碼是同步正交碼，一般可通過哈達(dá)碼矩陣的行或列映射來產(chǎn)生。二階的哈達(dá)瑪矩陣為高階的哈達(dá)碼矩陣可根據(jù)下面的遞推公式產(chǎn)生：階數(shù)為2,4,8,16,32,64,…,N=2m的哈達(dá)碼矩陣，哈達(dá)碼矩陣中的行向量(或列向量)就構(gòu)成一組Walsh正交碼，同階Walsh正交碼的個(gè)數(shù)等于其長度(位數(shù)),即有N位長的Walsh碼一共有N個(gè)。Walsh碼在同步的條件下，具有正交特性，互相關(guān)值為0,但在不同步時(shí)其自相關(guān)和互相關(guān)不很理想。3.2直接序列擴(kuò)頻抗干擾的原理假設(shè)信息碼d(t)、擴(kuò)頻編碼c(t)的擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)的輸出信號為：s(t)=Ad(t)c(t)cos(2πf?t+φ)則接收機(jī)接收到的直接到達(dá)的信號為：式(29)中式中，O≤t?≤T(i=1,2,…,k),進(jìn)一步可寫成jTc≤t?≤(j?+1)Te,O≤ji<N。則由部分相關(guān)函數(shù)公式，有R?(x?)=C?(j?-N)T+(C?(j+1-N)-C?(j;-N)}x;-jT)(34)為一序列，代入即可得。幾乎是不可能的。在采用m序列、Gold序列時(shí)，在工程上可以用實(shí)驗(yàn)仿真的方法來研究偽碼的部分相關(guān)特性對擴(kuò)頻通信抗多徑干擾能為的影響。4多載波傳輸OFDM技術(shù)在寬帶無線通信系統(tǒng)中，影響高速信息傳輸?shù)淖钪饕活惛蓴_是頻率選擇性干擾。它表現(xiàn)為對信號的某些頻率成分衰減嚴(yán)重，而對另外一些頻率成分有較高的增益。為克服這類衰落，一個(gè)很自然的想法是在信道上劃分多個(gè)子信道，使每一個(gè)子信道的頻率特性都近似于平坦，使用這些獨(dú)立的子信道傳輸信號并在接收機(jī)中予以合并，以實(shí)現(xiàn)信號的頻率分集，這就是多載波調(diào)制的基本思想。在無線通信中應(yīng)用最廣的是OFDM多載波調(diào)制技術(shù)，它的每一個(gè)子載波都是正交的，提高了頻譜的利用率。還可以在OFDM符號之間插入保護(hù)間隔，令保護(hù)間隔大于無線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，最大限度的消除由于多徑帶來的符號間干擾。在發(fā)送端為了克服隨機(jī)噪聲的影響需要對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼，為了克服突發(fā)噪聲的影響需要對編碼的數(shù)據(jù)進(jìn)行交織，因此二進(jìn)制輸入數(shù)據(jù)首先進(jìn)行前向糾錯(cuò)編碼和比特交織。然后進(jìn)行PSK調(diào)制或者QAM調(diào)制，之后再串并變換，把一路信號分成并行的N路，通過N點(diǎn)IFFT處理把數(shù)據(jù)調(diào)制到多個(gè)相互正交的子載波上并行發(fā)送，IFFT處理后得到的N個(gè)樣點(diǎn)值稱作一個(gè)OFDM符號。然后把OFDM符號的最后L個(gè)樣點(diǎn)復(fù)制添加到最前面作為一個(gè)循環(huán)前綴，用于抑制由多徑衰落引起的符號間干擾ISI。最后經(jīng)脈沖成形、IQ調(diào)制和上變頻把信號輸入到前端放大器放大后通過發(fā)射機(jī)發(fā)送出去。接收端執(zhí)行與發(fā)送端相反的過程，對射頻信號下變頻后進(jìn)行IQ路采樣，得到離散的樣點(diǎn)，進(jìn)行定時(shí)處理找到OFDM符號的起始位置，除去循環(huán)前綴部分，對剩余OFDM信號作N點(diǎn)FFT變換，然后并/串變換，進(jìn)行判決實(shí)現(xiàn)PSK或者QAM的解調(diào)。如果采用相干解步織圖4為系統(tǒng)收發(fā)端的典型框圖。上半部分對應(yīng)于發(fā)射機(jī)鏈路，下半部分對應(yīng)于接收機(jī)鏈路。串行輸入數(shù)據(jù)為經(jīng)過信道編碼后的序列(如Turbo碼),將該序列轉(zhuǎn)換成包含R個(gè)比特的塊，每塊再分成N個(gè)組，每個(gè)組對應(yīng)一個(gè)子載波。根據(jù)所采用的調(diào)制方式的不同，每個(gè)組包含的比特?cái)?shù)可以不同，設(shè)第K組的比特?cái)?shù)為,采用As、PSK、0M0等調(diào)制方式將這m置上添加一定數(shù)量的零使得總的信息符號個(gè)數(shù)為剛好大于N的2的整數(shù)冪，記為N,即有N-N?個(gè)子信道不用，其上傳輸?shù)膹?fù)值符號為0。這樣處理一方面是為了采用TFFT/FFT,另一方面是為了防止頻譜泄露。對顯然，這N個(gè)樣值與序列的IDFT除了系數(shù)外完全一樣。由于對于每個(gè)連續(xù)OFDM碼元采樣N個(gè)樣本，正好滿足Nyquist采樣定理，所以可以通過這些樣值重構(gòu)原始的連續(xù)信號。這樣樣值可以通過IDFT來得到，這就是用IDFT和DFT可以實(shí)現(xiàn)OFDM的原因。發(fā)送端將被傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成子載波幅度和相位的映射，并進(jìn)行IDFT變換將數(shù)據(jù)的頻譜表達(dá)式變到時(shí)域上。IFFT變換與IDFT變換的作用相同，只是有更高的計(jì)算效率，所以適用于所有的應(yīng)用系統(tǒng)。N點(diǎn)IDFT運(yùn)算需要進(jìn)行N2次復(fù)數(shù)乘法，常用的基2IFFT復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)僅為(N/2)log?N,而采用基4IFFT來運(yùn)算傅立葉變換，其復(fù)數(shù)乘法的接收端進(jìn)行與發(fā)送端相反的操作，將RF信號與基帶信號進(jìn)行混頻處理，并用FFT變換分解頻域信號，子載波的幅度和相位被采集出來并轉(zhuǎn)換回?cái)?shù)字信號。IFFT和FFT互為反變換，選擇適當(dāng)?shù)淖儞Q將信號接收或發(fā)送。當(dāng)信號獨(dú)立于系4.20FDM系統(tǒng)的調(diào)制與解調(diào)OFDM調(diào)制是將數(shù)據(jù)比特通過星座映射后得到的數(shù)據(jù)符號調(diào)制到若干個(gè)相互正交的子載波上。在數(shù)據(jù)符號進(jìn)行OFDM調(diào)制以前需要將串行的數(shù)據(jù)符號變?yōu)椴⒌臄?shù)據(jù)符號，再將符號變?yōu)榇小Ｅ浣o每個(gè)子信道的數(shù)據(jù)符號，f.是第0個(gè)子載波的載波頻率，rect(t)=1,|tl≤T/2,則從t=t?開始的OFDM符號可以表示為通常采用復(fù)等效基帶信號來描述OFDM的輸出信號為其中實(shí)部和虛部分別對應(yīng)于OFDM符號的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM00j2π+d?信道ee圖5OFDM系統(tǒng)的調(diào)制與解調(diào)OFDM調(diào)制要求子載波間完全正交，所以每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號周期內(nèi)需包含整數(shù)個(gè)符號周期T,而相鄰子載波的頻率間隔△f需是OFDM符號周期T的子載波的正交性可以表示為如式(43)對第j個(gè)子載波進(jìn)行解調(diào)，在時(shí)間長度T內(nèi)進(jìn)行積分，可以恢復(fù)出期望符號d,而對于其它載波來說，由于積分間隔內(nèi)，頻率差(i-j)/T可以產(chǎn)生整數(shù)倍個(gè)周期，所以其積分結(jié)果為零。這種正交性還可以從頻域來理解，如圖6所示為OFDM符號內(nèi)包括7個(gè)子載波時(shí)的頻譜圖。OFDM符號的頻譜可以看作是周期為T的矩形脈沖的頻譜Sinc函數(shù)與一組位于各個(gè)子載波頻率上的δ函數(shù)的卷積。在每個(gè)子載波頻率的最大值處，所有其它子信道的頻譜值恰好為零。由于在對OFDM符號進(jìn)行解調(diào)的過程中，需要計(jì)算這些點(diǎn)上所對應(yīng)的每個(gè)子載波頻率的最大值，因此可以從多個(gè)互相重疊的子信道符號頻譜中提取每個(gè)子信道符號，而不受到其它子信道的干擾。另外由于子載波的頻譜相互重疊，因而可以得到較高的頻譜效率。4.3循環(huán)前綴為了最大限度地消除多徑時(shí)延擴(kuò)展引起的符號間干擾ISI,可以在每個(gè)OFDM符號間插入保護(hù)間隔(一般為循環(huán)前綴CP),而且該循環(huán)前綴長度Tg不要大于信道最大時(shí)延擴(kuò)展tmax。圖7顯示了CP的插入。護(hù)隔保間G圖7加入保護(hù)間隔(循環(huán)前綴)的OFDMTmax是信道最大時(shí)延擴(kuò)展，符號的總長度為T,=T?+T其中T,為OFDM符號的總長度，T,為采樣的保護(hù)間隔長度，T;為FFT變換產(chǎn)生的無保護(hù)間隔的OFDM符號長度，則在接收端采樣開始的時(shí)刻T應(yīng)該滿足下式：Tmax<T?<T?OFDM系統(tǒng)加入保護(hù)間隔之后，會帶來功率和信息速率的損失，其中功率損失可以定義為從上式可以看到，當(dāng)保護(hù)間隔占到20%時(shí)，功率損失也不到1dB。但是帶來的信息速率損失達(dá)20%。而在傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)中，由于升余弦濾波也會帶來信息速率(帶寬)的損失，這個(gè)損失與滾降系數(shù)有關(guān)。但由于插入保護(hù)間隔可以消除ISI和多徑所造成的ICI的影響，因此這個(gè)代價(jià)是值得的。 通過適當(dāng)選擇子載波個(gè)數(shù)N,可以使信道響應(yīng)平坦，插入保護(hù)間隔還有助于保持子載波之間的正交性，因此OFDM有消除ISI和多徑帶來的ICI的影響的條4.4OFDM中的關(guān)鍵技術(shù)CDMA等多址方式結(jié)合使用時(shí)，時(shí)域和頻率同步顯得尤為重要。與其它數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段。在下行鏈路中，基站向各個(gè)移動終端廣播式發(fā)同步信號，所以，下行鏈路同步相對簡單，較易實(shí)現(xiàn)。在上行鏈路中，來自不同移動終端的信號必須同步到達(dá)基站，才能保證子載波間的正交性?；靖鶕?jù)各移動終端發(fā)來的子載波攜帶信息進(jìn)行時(shí)域和頻域同步信息的提取，再由基站發(fā)回移動終端，以便讓移動終端進(jìn)行同步。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，同步將分為時(shí)域同步和頻域同步，也可以時(shí)頻域同時(shí)進(jìn)行同步。4.4.2信道估計(jì)OFDM系統(tǒng)可等效為N個(gè)獨(dú)立的并行子信道，如果不考慮信道噪聲，N個(gè)子信道上的接收信號等于各自子信道上的發(fā)送信號與信道的頻譜特性的頻率乘積。如果通過估計(jì)方法預(yù)先獲知信道的頻譜特性，將各子信道上的接收信號與信道的頻譜特性相除，即可實(shí)現(xiàn)接收信號的正確解調(diào)。常見的信道估計(jì)方法有兩類：基于導(dǎo)頻信息的信道估計(jì)和基于循環(huán)前綴的盲信道估計(jì)。其中基于導(dǎo)頻信息的信道估計(jì)方法又可分為：基于導(dǎo)頻信道和基于導(dǎo)頻符號的估計(jì)。OFDM系統(tǒng)具有時(shí)頻二維結(jié)構(gòu)，因此可以在時(shí)間軸和頻率軸同時(shí)插入導(dǎo)頻符號，使設(shè)計(jì)更加靈活。導(dǎo)頻符號估計(jì)法是在發(fā)送端信號的某些固定位置插入一些已知的符號和序列，在接收端利用這些導(dǎo)頻符號和導(dǎo)頻序列按照某些算法進(jìn)行信道估計(jì)。道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的，因?yàn)镺FDM系統(tǒng)自身具有利用信道分集特性的5單載波頻域均衡技術(shù)與時(shí)域均技術(shù)以及多載波OFDM系統(tǒng)頭系數(shù)太多，難以實(shí)現(xiàn)。而SC系統(tǒng)由于接收端使用FFT變換對數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)同運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)為M,則每個(gè)數(shù)據(jù)塊所作乘法的次數(shù)為log?M,與OFDM系統(tǒng)的復(fù)雜度系統(tǒng)有無添加CP的性能、已經(jīng)添加CP情況下，系統(tǒng)有無均衡的性能。性能統(tǒng)計(jì)性能統(tǒng)計(jì)信號源(隨機(jī)數(shù))立串/并立插入前導(dǎo)碼立添加CP立并/串信道(多徑，噪聲)接收結(jié)果并/串串/并簡單信號均衡圖9高斯信道和多徑信道下的系統(tǒng)誤碼率曲線圖10多徑衰落信道下CP對誤碼性能影響曲線圖11多徑信道下均衡對誤碼率影響曲線能，是系統(tǒng)需要的信噪比明顯降低。圖11中曲線表明使用均衡可以進(jìn)一步提高為LMS,使用其它訓(xùn)練序列和均衡方法后，可能可以進(jìn)一步改善系統(tǒng)性能。附錄：OFDM系統(tǒng)仿真MATLAB代碼%%輸入：矩陣，列數(shù)必須是4的倍數(shù)，01序列%%輸出：矩陣，4qam調(diào)制后的矩陣QamTable=[-1-i,1-i,-1+i,1+i];qam_out=zeros(m,n/biQamTmp=reshape(qam_in(k:),bitPerSymbol,n/biQamTmpTmp=bi2de(QamTmp,qam_out(k,:)=QamTable(Qfunction[qam_out]=Qam4_d%%輸入：矩陣，列數(shù)必須是的的倍數(shù)%%輸出：矩陣，解調(diào)后的01序列矩陣%%之前必須調(diào)用過globalbitPerSymboqam_out=zeros(m,n*bitPerSymbol);delt=abs(reshape(qam_in(k;),n,1)*ones(1,4)-ones([tmp,index]=min(delt,[],2);%得到索引值qam_outTmp=de2bi(index-1,bitPerSymbolqam_out(k;)=reshape(qam_outTmp',I,bitPfunction[s_out]=%%輸入：二進(jìn)制序列carriers=(1:nSubC)+(floor(ifft_len/4)-floorconj_carriers=ifft_lenP_IFFT=zeros(ifft_len,symbolPerCarrier);%一個(gè)符號塊，含4列訓(xùn)練序列，1列0P_IFFT(conj_carriers;)=conj(PQam);%構(gòu)造共軛矩陣PCh2=cat(1,PCh((ifft_len-CP_len+1):ifft_len,:),PCh);%添加CPs_out=reshape(PCh2,1,(ifft_len+CP_len)*(symbolPerCarrier));%并串轉(zhuǎn)換%%輸入：二進(jìn)制序列trainingSymbols_len=10;trainingSymbols=(tmpTable(floor(4*rand(trainingSymbols_len,nSubC))+1));PQam=cat(2,zeros(nSubPQam=cat(2,trainingSycarriers=(1:nSubC)+(floor(ifft_len/4)-floor(nSubC/2));conj_carriers=ifft_leP_IFFT=zeros(ifft_len,l+symbolPerCarrier+trainingSymbols_len);P_IFFT(conj_carriers,:)=conPCh=(ifft(P_IFFT,ifft_ls_out=reshape(PCh2,1,(ifftlen+CP_len)*(symbolPerCarrier+trainingSymbols_len+1));%并串轉(zhuǎn)換function[s_out]=channel%%信道函數(shù)%模擬多徑信道Len=length(s_in);f_len=lesch(1+m:Len)=sch(1+m:Len)+fade(m)*%高斯信道Tx_signal_power=var(sch);%方差noise_sigma=Tx_signal_power/linoise_scale_factor=sqrt(noise_%%ofdm解調(diào)%%輸入為二進(jìn)制序列P_S=reshape(s_in,ifft_Jen+CP_len,symbolPerCarrier);%接收，進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換function[s_out]=ofdm_demod_eq%%輸入為二進(jìn)制序列%接收，進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換P_S=reshape(s_in,ifft_len+CP_len,symbolPerCarrier+trainingSymbolPDeCP=P_S(1+CP_len:ifft_len+CP_len,:);%去CPP_FFT=fft(PDeCP,ifft_RxTrainSymbols=P_FFT2(:,(1:trainingSymbols_len));P_FFT2(:,(1:trainingSymbols_len,size(P_FFT2,2)-trainingSymbols_len+1:size(%信道均衡H=RxTrainSymbols./trainingH=H_C2/H_2;%1/H=conj(H)P_FFT3=H*ones(1,size(P_FFT2,2)).*P_FFT4=P_FFT2(,(trainingSymbols_len+2:size(P_F%%本測試為不同信道環(huán)境下系統(tǒng)誤碼率曲線closeall;clearal%%測試參數(shù)CP_len=0;nSubC=48;ifft_len=256;bitPerSymbol=2;symbolPerCarrier=50;%開始測試s_len=nSubC*bitPerSymbol*symbolPerCarrier;berl=zeros(1,length(SNR));ber2=zeros(1,length(SNR));ber3=zeros(1,lenmax=floor((2^kk)/10)+10;%生成用于測試的隨機(jī)比特%生成用于測試的隨機(jī)比特s_in=floor(rand(1,s_ls_out=ofdm_demod_%計(jì)算誤比特率err_count=sum(abs(s_in-s_out));ber=ber+err_count/holdon;semilogy(SNR,ber2,'r*-');holdsemilogy(SNR,ber3,'gv-');xlabel('SNRindB');ylabel('legend(AWGN,AWGN+2path;,AWGN+3pa%%多徑信道下，有無添加CP的系統(tǒng)誤碼率曲線closeall;clearalglobalfade;%信道衰弱%%測試參數(shù)CP_len=0;nSubC=48;ifft_len=256;bitPerSymbol=2;symbolPerCarrier=50;fade=[0,0,0