MMC-HVDC系統(tǒng)的基本控制策略綜述目錄TOC\o"1-3"\h\u19965MMC-HVDC系統(tǒng)的基本控制策略綜述 1307341.1MMC-HVDC系統(tǒng)的矢量控制 123031.1.1同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的MMC的數(shù)學(xué)模型 2292331.1.2矢量控制策略 3179791.2雙閉環(huán)控制器設(shè)計(jì) 6123311.2.1內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計(jì) 8167361.2.2外環(huán)控制器的設(shè)計(jì) 9238441.3MMC子模塊電容電壓控制策略 1198221.3.1電容電壓波動(dòng)分析 1153881.3.2排序法電容電壓控制策略 14189781.4MMC環(huán)流抑制策略的研究 14181561.4.1環(huán)流形成及特性分析 15240891.4.2MMC相間環(huán)流抑制方法 1627871.5MMC-HVDC系統(tǒng)的調(diào)制技術(shù) 18MMC-HVDC系統(tǒng)的矢量控制圖3-1雙端MMC-HVDC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖圖3-1是雙端MMC-HVDC系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖，圖中所展示的為雙MMC-HVDC系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行主要結(jié)構(gòu)，交流系統(tǒng)輸出電壓通過(guò)變壓器變壓再經(jīng)過(guò)MMC1整流，將交流電壓轉(zhuǎn)化為直流電壓輸送到MMC2為逆變器，將直流電壓轉(zhuǎn)化為交流電壓，通過(guò)變壓器變壓輸送到交流系統(tǒng)。MMC需要PWM控制信號(hào)進(jìn)行控制，由于PI控制器不能識(shí)別三相坐標(biāo)系下電壓電流，所以需要采用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系進(jìn)行矢量控制，將三相坐標(biāo)系電壓電流通過(guò)dq轉(zhuǎn)換得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下進(jìn)行PI控制，本章詳細(xì)闡述MMC的控制策略，通過(guò)雙閉環(huán)控制器以及電容電壓控制、環(huán)流抑制等策略進(jìn)行對(duì)MMC整流側(cè)和逆變側(cè)的控制REF_Ref23209\w\h[18]。同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的MMC的數(shù)學(xué)模型在2.2節(jié)中忽略了MMC數(shù)學(xué)模型的漏抗。如圖3-2加上換流器漏抗進(jìn)行分析,就能夠得到MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖3-2模塊化多電平換流器圖令MMC交流側(cè)動(dòng)態(tài)方程可以重寫(xiě)如下： (3-1)在靜態(tài)的三相坐標(biāo)系中MMC的交流端在式子(3-1)體現(xiàn)，由于電流電壓都是以正弦的輸入和輸出，這樣不利于對(duì)其控制。又因?yàn)镻I控制器不能對(duì)三相坐標(biāo)系下的電壓電流進(jìn)行控制，對(duì)其進(jìn)行dq坐標(biāo)變換，將三相坐標(biāo)系改變?yōu)槭噶靠刂?。本文的dq坐標(biāo)變換就是經(jīng)典的Park變換 (3-2)其中坐標(biāo)變換矩陣為 (3-3)將式(3-4)代入式(4-2)然后dq坐標(biāo)變換,可以得到式(3-5)： (3-4) (3-5)式(3-5)可以看出當(dāng)?shù)娜≈蹬ca相的相角不等的時(shí)候,電壓在d坐標(biāo)系下在空間上矢量相同。對(duì)式(3-1)變換式(3-2)進(jìn)行dq坐標(biāo)變換能夠表示為 (3-6)其中為交流系統(tǒng)額定角頻率。式(3-6)中的d軸和q軸電流分量和是顯示狀態(tài)可變的物理量。其中和是作為干擾出現(xiàn)在式子中。通過(guò)對(duì)前面的公式以及運(yùn)用功率計(jì)算得到該系統(tǒng)在中性點(diǎn)瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率如下 (3-7)穩(wěn)態(tài)下,網(wǎng)側(cè)電壓的q軸分量等于零,式(3-5)與式(3-7)相減計(jì)算： (3-8) (3-9)得出MMC在輸入端的有功功率P和橋臂電流在d軸方向有一定的正向比例關(guān)系,MMC在輸入端無(wú)功功率Q與橋臂電流在q軸方向有一定的反向比例關(guān)系。矢量控制策略矢量控制策略是在dq坐標(biāo)系統(tǒng)的基礎(chǔ)上控制，該系統(tǒng)可拆分為內(nèi)部環(huán)流控制系統(tǒng)和外部環(huán)控制系統(tǒng)。內(nèi)部環(huán)電流控制裝置通過(guò)調(diào)節(jié)換流器電壓的輸出，直接控制d軸和q軸的電流部分，使換流器能夠快速跟蹤其參考值;依據(jù)工作功率和非工作功率等指示性值，以及連續(xù)電壓等指示性值，計(jì)算內(nèi)部環(huán)電流控制的d和q軸向電流成分的指示值。分析式(3-16),能夠得出內(nèi)環(huán)輸入電壓： (3-17) (3-18)在公式中“*”是指令值的意思。式(3-17)與式(3-18)中前面的兩個(gè)項(xiàng)其實(shí)是為了消除耦合加上的；然而第三個(gè)項(xiàng)是PI調(diào)節(jié)進(jìn)行反饋的,分別用k和來(lái)PI控制中比例積分系數(shù)。把式(3-17)與式(3-18)放到式(3-16)中可以得電流在d軸和q軸下的表示方式： (3-19) (3-20)圖3-3可以看出電流分量在d軸和q軸分布情況，對(duì)式(3-19)與式(3-20)變換后可以得到。圖3-3電流內(nèi)環(huán)方框圖電流分量在d軸和q軸的分布相似，開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為 (3-21)令比例系數(shù)、和積分系數(shù)取值分別為 (3-22) (3-23)式(3-22)、式(3-23)放入式(3-21)中,為方便計(jì)算，開(kāi)環(huán)傳函可得： (3-24)閉環(huán)傳遞函數(shù)： (3-25)簡(jiǎn)化過(guò)后的傳遞函數(shù)變得及其簡(jiǎn)單而且方便理解和計(jì)算,其中時(shí)間常數(shù)通常取值在1ms到5ms之間。外環(huán)控制矢量控制外環(huán)控制依據(jù)導(dǎo)值如有功功率、無(wú)功功率以及直流電壓等，將電流輸入電流環(huán)控制元件，系統(tǒng)中的指令值以及q軸指令值進(jìn)行調(diào)整,在側(cè)面對(duì)有功型功率、無(wú)功型功率以及電壓進(jìn)行全方面控制。依據(jù)式(3-8),利用系統(tǒng)有功功率指令值p*完全能夠得出d軸電流分量得到指令值。在系統(tǒng)中加入PI控制器系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)節(jié)，以便強(qiáng)力清除誤差。由此能獲得到系統(tǒng)內(nèi)環(huán)d軸上有電流其分量上的指令值為： (3-26)假設(shè)變頻器利用直流電壓進(jìn)行控制，那么電流引導(dǎo)指令值根據(jù)直流電壓的反饋PI控制來(lái)確定： (3-27)在能量平衡關(guān)系下，直流電壓可以保持穩(wěn)定，當(dāng)電源運(yùn)行時(shí)，開(kāi)關(guān)的輸入和輸出是相等的。如果直流電壓低于其指示值，則直流電壓的負(fù)反饋電平控制軸d線(xiàn)的電流線(xiàn)指示值增加，以增加輸入功率轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)的功率，最終轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)因充電電壓增加而增加功率;如果直流電壓高于其指示值，則直流控制PI的負(fù)壓反饋可使d軸流線(xiàn)指示值下降，從而降低輸入功率轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)的功率，最終轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)因放電和電壓下降而積聚能量。式(3-9)利用無(wú)功功率指令值Q*可以計(jì)算q軸電流分量指令值。為了消除穩(wěn)態(tài)誤差。再加上無(wú)功功率的負(fù)反饋PI調(diào)節(jié)項(xiàng)。這樣可以得到內(nèi)環(huán)q軸電流分量指令值： (3-28)將內(nèi)環(huán)和外環(huán)的控制器進(jìn)行聯(lián)合控制,能夠得到矢量控制總體結(jié)構(gòu)圖如圖3-4所示。因?yàn)榱髁块_(kāi)關(guān)的操作能力有限，控制矢量能夠利用向當(dāng)前元件d軸和q軸控制環(huán)提供指示值來(lái)限制流量開(kāi)關(guān)。同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下輸出量和完成dq變換,輕松獲得正弦交流的調(diào)制波傳輸控制信號(hào)。圖3-4矢量控制結(jié)構(gòu)圖雙閉環(huán)控制器設(shè)計(jì)開(kāi)環(huán)控制是一個(gè)簡(jiǎn)單的控制模式，控制系統(tǒng)的輸入和輸出之間沒(méi)有反饋通道。當(dāng)一條重要的輸電線(xiàn)路因故障或維護(hù)而停止運(yùn)行時(shí)，所選的異常運(yùn)行信號(hào)觸發(fā)控制器，根據(jù)控制邏輯定量地增加或減少直流線(xiàn)路上的傳輸功率。常用的策略是直流升壓和回退控制，這是非常簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。然而，控制策略的系統(tǒng)參數(shù)需要離線(xiàn)調(diào)整。另外，運(yùn)行方式的改變會(huì)影響控制策略的效果，提高系統(tǒng)的暫態(tài)穩(wěn)定性。本文分析了實(shí)施緊急情況下控制應(yīng)急力量增長(zhǎng)戰(zhàn)略對(duì)南部電網(wǎng)穩(wěn)定的影響。在三大直聯(lián)電網(wǎng)中，有三條線(xiàn)路寬帶化，價(jià)格昂貴。研究了混合電力運(yùn)輸系統(tǒng)的應(yīng)急能力保障問(wèn)題，提出了一種利用應(yīng)急能力保障因子評(píng)價(jià)應(yīng)急直接能力提升控制策略有效性的方法?；跀U(kuò)展的空間基礎(chǔ)，從理論上分析了應(yīng)急能力控制策略對(duì)異常高壓流動(dòng)系統(tǒng)臨時(shí)穩(wěn)定性的影響，分析了啟動(dòng)時(shí)間、能量增加、恢復(fù)率、臨時(shí)穩(wěn)定支持率等參數(shù)對(duì)系統(tǒng)臨時(shí)穩(wěn)定性的影響。閉環(huán)控制在輸入和輸出之間有反饋。對(duì)維護(hù)和運(yùn)營(yíng)非常重要的輸電線(xiàn)路在作物和出口反饋系統(tǒng)投入運(yùn)行時(shí)，以控制走廊的方式，根據(jù)首次入侵的原因，提高運(yùn)輸能力或降低線(xiàn)路的機(jī)動(dòng)性，選擇可操作信號(hào)以反映安全組織?？刂七壿嫹椒ㄖ饕ň€(xiàn)性控制、控制結(jié)構(gòu)變化、控制自調(diào)整等。線(xiàn)性控制方法是將演示系統(tǒng)在工作點(diǎn)的方程線(xiàn)性化并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)控制器的方法。該方法的有效控制依賴(lài)于系統(tǒng)的固定工作點(diǎn)。在大多數(shù)情況下，穩(wěn)定性會(huì)在此基礎(chǔ)上大大提高，但在極少數(shù)情況下，臨時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性可能會(huì)因經(jīng)營(yíng)狀況的變化而惡化。為了避免靜態(tài)工作點(diǎn)對(duì)控制器功能的影響，將直流系統(tǒng)和變轉(zhuǎn)速系統(tǒng)之間的方程分別在垂直方向和反向進(jìn)行變換，將方程組中的差分方程和差分方程轉(zhuǎn)化為線(xiàn)性公式，然后采用綜合線(xiàn)性變換法設(shè)計(jì)控制器。首先采用基于狀態(tài)反饋模式的非線(xiàn)性線(xiàn)性模型方程，然后根據(jù)線(xiàn)性最優(yōu)控制理論，對(duì)直流系統(tǒng)設(shè)計(jì)多個(gè)控制器。自適應(yīng)控制法是一種非常高級(jí)的控制方法，可通過(guò)因特網(wǎng)修改控制器的參數(shù)，并且具有抗擾動(dòng)的性能。已為慣性中心系統(tǒng)的電流流系統(tǒng)開(kāi)發(fā)了數(shù)學(xué)模型，并設(shè)計(jì)了控制區(qū)域間能量振動(dòng)的非線(xiàn)性自適應(yīng)控制控制器。同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的MMC系統(tǒng)控制器包括外環(huán)控制器以及內(nèi)環(huán)電流控制器，如圖3-5是它的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框架圖。外環(huán)控制器是用系統(tǒng)的一些參數(shù)作為控制的可變化物理量，內(nèi)環(huán)控制器中的參考物理量就是由外環(huán)控制器計(jì)算得出利用對(duì)參考值的參照調(diào)節(jié)MMC輸出電壓然后進(jìn)行非常快的跟蹤dq的參考值，最終需要對(duì)電容電壓進(jìn)行均壓控制獲得PWM的輸出REF_Ref23424\w\h[19]。圖3-5雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計(jì)由式3-25可知，、不僅受到系統(tǒng)電壓、和控制量、的影響，而且耦合量、也對(duì)電流在d軸有一定的影響，解決方式把式3-25變換為： (3-30)令 (3-31) (3-32)公式中，、與、有著一定的微分，所以通過(guò)PI進(jìn)行控制，而且在系統(tǒng)中把耦合的補(bǔ)償項(xiàng)、以及交流電網(wǎng)的電壓前饋?lái)?xiàng)、加進(jìn)來(lái)，結(jié)果就可以把d軸和q軸的分量進(jìn)行解耦操作得到： (3-33)利用數(shù)學(xué)模型理論方法和此進(jìn)行系統(tǒng)分析，就可以得出圖3-6，MMC內(nèi)環(huán)控制的結(jié)構(gòu)圖。圖3-6MMC電壓前饋的內(nèi)環(huán)控制圖外環(huán)控制器的設(shè)計(jì)對(duì)于外環(huán)控制器的分析，核心部分是對(duì)有功和無(wú)功倆物理量進(jìn)行控制，之后進(jìn)行分析怎么算，獲取有功電流的參考值與無(wú)功電流參考值。（1）定有功、無(wú)功功率控制MMC的有功功率P及其無(wú)功功率Q與、有著一定比例關(guān)系，關(guān)于控制、，P和Q就可以單獨(dú)的被進(jìn)行PI控制，具體的控制方法見(jiàn)圖3-7。然后需要消除系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生的一些不必要的誤差得到與。圖3-7定有功、無(wú)功控制器定直流電壓控制在系統(tǒng)中不考慮損耗并且能夠穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)就有： (3-34)MMC系統(tǒng)為了確保直接電壓的穩(wěn)定性和系統(tǒng)能力的平衡，必須通過(guò)固定直接電壓控制轉(zhuǎn)站一側(cè)的直接電壓。直流電壓參考值和穩(wěn)態(tài)誤差后的實(shí)際值之間的差異可以通過(guò)控制PI控制獲得，如圖3-8所示。圖3-8定直流電壓控制器（3）定交流電壓控制在系統(tǒng)需要對(duì)交流系統(tǒng)的電壓驚醒控制考慮到母線(xiàn)上的交流電壓，由于無(wú)功功率與交流電壓有非常緊密的聯(lián)系，那么對(duì)無(wú)功功率的控制也可以從交流電壓控制的方式側(cè)面對(duì)其控制。圖3-9所展示的內(nèi)容，去除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)中的誤差可得。圖3-9定交流電壓控制（4）定頻率控制其實(shí)柔性輸電系統(tǒng)的頻率在整個(gè)控制系統(tǒng)中也是非常重要的，頻率需要穩(wěn)定，那么就需要對(duì)其進(jìn)行控制，如圖3-10所示。圖3-10定頻率控制MMC子模塊電容電壓控制策略在第二章節(jié)MMC系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)能夠分析得出，MM系統(tǒng)在正常穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，由于上、下橋臂的電容的存在上、下橋臂電流在流過(guò)的時(shí)候，電容進(jìn)行充電各橋臂電壓在工作時(shí)會(huì)出現(xiàn)波動(dòng)，影響MMC系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，所以保證各個(gè)橋臂電壓的穩(wěn)定，就成為了該系統(tǒng)能否正常工作的重要前提。電容電壓波動(dòng)分析對(duì)上一章節(jié)MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型研究，將每個(gè)橋臂都進(jìn)行變換，得到MMC三相等效電路圖見(jiàn)下方圖3-11。圖3-11MMC三相等效電路圖MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)是對(duì)稱(chēng)的，只需研究其中一項(xiàng)即可，A相： (3-29) (3-30)峰值相電壓在公式里是輸出值；峰值線(xiàn)電流是輸出值；功率因數(shù)角。出于考慮研究簡(jiǎn)單MMC電壓調(diào)制比： (3-31)MMC系統(tǒng)電流調(diào)制比： (3-32)如果對(duì)系統(tǒng)的研究理想化，不研究其內(nèi)部的能量消耗即： (3-33)結(jié)合式（3-31）、式（3-32）、式（3-33）可得： (3-34)MMC系統(tǒng)內(nèi)部電壓上下橋臂分別為： (3-35)子模塊橋臂中電流： (3-36)在公式里是基波角。MMC系統(tǒng)加入運(yùn)行的子模塊個(gè)數(shù)： (3-37)開(kāi)關(guān)函數(shù)： (3-38)由式（3-36）、式（3-37）、式（3-38）可得： (3-39)其中，和是子模塊在橋臂當(dāng)中的電容電壓： (3-40)為在公式中子模塊額定電容電壓值；、就是二倍頻波動(dòng)還有基頻波動(dòng)幅值；、是最開(kāi)始的相角。對(duì)式（3-40）兩側(cè)分別求導(dǎo)，得： (3-41)將式（3-40）和式（3-41）進(jìn)行對(duì)比，其中波的幅值相等，可得： (3-42)其中，表示求取模值當(dāng)忽略MMC的冗余條件時(shí)，，式（3-42）經(jīng)過(guò)計(jì)算推出： (3-43)其中，S為MMC視在容量。所以得到結(jié)論，MMC系統(tǒng)子模塊數(shù)N與基礎(chǔ)頻率波動(dòng)分量擁有著正向比例關(guān)系。在系統(tǒng)的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)下，當(dāng)功率因素達(dá)到下限時(shí)最大波動(dòng)幅度?；l波動(dòng)分量在二倍頻率下MMC的視在功率S與橋臂當(dāng)中子模塊N擁有正向比例關(guān)系，還與電流的二次方有反向比例關(guān)系。排序法電容電壓控制策略排序法就是傳統(tǒng)最簡(jiǎn)單的控制方法來(lái)控制電容電壓，其控制方式和思想，子模塊個(gè)數(shù)從調(diào)制波計(jì)算中產(chǎn)生，各自模塊的電容電壓分別別檢測(cè)，通過(guò)排序后在橋臂電流中檢測(cè)極性，當(dāng)產(chǎn)生為正的橋臂電流時(shí)，處于充電狀態(tài)的子模塊致使產(chǎn)出較高的電容電壓值，再將N個(gè)子模塊之中電壓值最低的子模塊投入使用中REF_Ref23669\w\h[20]。如圖3-6為其流程圖。圖3-12電壓排序流程圖MMC環(huán)流抑制策略的研究MMC系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的時(shí)候，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)有三個(gè)相單元，每個(gè)相單元又由上下橋臂構(gòu)成。在運(yùn)行時(shí)，由于各相中的電流不只是有直流量、電子器件的原因以及相間存在微妙的不同，會(huì)產(chǎn)生相間環(huán)流。這會(huì)使系統(tǒng)存在一些不必要的損耗而且影響系統(tǒng)正常穩(wěn)態(tài)運(yùn)行。環(huán)流形成及特性分析因?yàn)镸MC系統(tǒng)使對(duì)稱(chēng)的，所以研究任意一相就可以，只需研究A相，根據(jù)式（3-12）、式（3-13）可得出瞬時(shí)功率： (3-44) (3-45)把上式子進(jìn)行變換，不考慮直流就可得交流量： (3-46) (3-47)為求相單元交流量把式（3-46）和式（3-47）相加： (3-48)其中，為換流器視在功率，。各相中存儲(chǔ)的穩(wěn)態(tài)能量為： (3-49)以相單元為一個(gè)完整的個(gè)體來(lái)看，就可以簡(jiǎn)化分析其中包含直流分量和二倍頻的電壓，得出總電壓： (3-50)其中，為直流電壓分量；是系統(tǒng)相單元存在的環(huán)流的最大值，這個(gè)環(huán)流既有直流也包含二倍頻，所以： (3-51)其中，為二倍頻環(huán)流峰值。經(jīng)過(guò)系統(tǒng)的分析研究，從式子(3-51)就能了解到各項(xiàng)的環(huán)流之和為0，并且環(huán)流在各個(gè)相之間是a-b-c這樣進(jìn)行流。其在系統(tǒng)中一定存在且根本不可能消除，由于它的存在會(huì)導(dǎo)致一些列問(wèn)題，損耗增加、電壓波動(dòng)以及增加經(jīng)濟(jì)成本等，所以對(duì)其解決是需要重點(diǎn)研究的REF_Ref23731\w\h[21]。MMC相間環(huán)流抑制方法系統(tǒng)的了解環(huán)流產(chǎn)生原因就可以找到消除的辦法，MMC的內(nèi)部中產(chǎn)生環(huán)流包括二倍頻分量以及直流分量，還有極小的高倍頻分量，在計(jì)算過(guò)程中可以不用考慮，在消除環(huán)流的時(shí)候，就可以抑制核心部分二倍頻的部分，二倍頻部分在MMC系統(tǒng)的橋臂之間來(lái)回流動(dòng)，所以又可以將二倍頻經(jīng)過(guò)dq轉(zhuǎn)換在矢量控制下來(lái)抑制。設(shè)變換矩陣為： (3-52)其中，，變換矩陣相序?yàn)閍-c-b。將三相環(huán)流引起的三相壓降用矩陣的形式按a-c-b表示為： (3-53)把式（3-50）放入式（3-53），乘/得： (3-54)其中，、分別為內(nèi)部不平衡壓降在坐標(biāo)系下的d軸電流與q軸流；、是d軸電流與q軸電流值。內(nèi)環(huán)在系統(tǒng)中結(jié)構(gòu)圖3-13。圖3-13MMC內(nèi)部環(huán)流數(shù)學(xué)模型經(jīng)過(guò)之前的一系列dq變換，只需要控制直流分量就可以解決問(wèn)題，圖3-14完整、的展示了解決方案：把三相橋臂電流和（j=a,b,c）求和，其二分之一得三相內(nèi)部電流,通過(guò)坐標(biāo)系轉(zhuǎn)化后得到MMC內(nèi)部環(huán)流的d軸分量和q軸分量，完成結(jié)束進(jìn)行dq軸的參考值與對(duì)比，這里取，采用PI調(diào)節(jié)來(lái)消除耦合，又加上前饋分量、，接下來(lái)抑制系統(tǒng)中電壓差值、經(jīng)逆變陣就可以獲得電壓差的參考量REF_Ref23807\w\h[23]。圖3-14環(huán)流抑制器機(jī)構(gòu)框圖其中，逆變陣矩陣為： (3-55)MMC-HVDC系統(tǒng)的調(diào)制技術(shù)在電力系統(tǒng)中對(duì)于調(diào)制技術(shù)基本都是靠調(diào)節(jié)相角達(dá)到控制整流器的輸入輸出端的直流電壓和電流。MMC-HVDC系統(tǒng)的運(yùn)行達(dá)到良好的輸出調(diào)制技術(shù)是及其重要的，尤其是MMC中穩(wěn)定運(yùn)行的重點(diǎn)解決的任務(wù)。MMC-HVDC系統(tǒng)采用電力電子元件控制換流器選擇各個(gè)橋臂子模塊投入運(yùn)行的個(gè)數(shù)，同時(shí)子模塊還有三種不同的運(yùn)行狀態(tài)進(jìn)行調(diào)制,為了獲得良好的輸出波形。傳統(tǒng)調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)的調(diào)制比較快而且精確度高，缺點(diǎn)是存在換相失敗等缺陷REF_Ref23209\w\h[18]。調(diào)制技術(shù)希望得到的優(yōu)點(diǎn)：（1）完美的精確度，輸出與調(diào)制一模一樣；（2）能量損耗極低，諧波存在含量非常少；（3）盡可能減少工作量實(shí)現(xiàn)效率最大化；（4）運(yùn)行的速率極高，反應(yīng)時(shí)間極短；至今對(duì)于調(diào)制策略的研究多用于載波和階梯波調(diào)制。根據(jù)載波分布的不同主要包括載波移相調(diào)制（Phase-shiftedCarrierPWM,CPS-PWM）和載波層疊調(diào)制（CarrierDispositionSPWM,CD-SPWM），經(jīng)常用在N數(shù)量小的時(shí)候。后者又稱(chēng)直接調(diào)制法，主要包括空間矢量調(diào)制（SpaceVectorModulation,SVC）和最近電平逼近調(diào)制（NearestlevelModulation,NLM），在模塊數(shù)量上多的時(shí)候運(yùn)用更常見(jiàn)。針對(duì)MMC系統(tǒng)中優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行分析選擇調(diào)制策略例如CPS-PWM調(diào)制策略、CD-SPWM調(diào)制策略和NLM調(diào)制策略。載波移相調(diào)制策略文章認(rèn)為載波移相調(diào)制策略是最適合MMC-HVDC系統(tǒng)的調(diào)制方式，其工作原理，首先將完全一模一樣的三角波按照相位差2π/N放到子模塊作為信號(hào)輸入。然后把使用的幾個(gè)三角波與調(diào)制的波形一起對(duì)比，如果比載波大就輸出1，如果比載波小就輸出0，就能夠得出N個(gè)子模塊的輸入信號(hào)，最終會(huì)獲得PWM波形。圖3-15是N=4的MMC載波移相調(diào)制方法，C1、C2、C3、C4是三角波，移相角度依次為0、π/2、π、3π/2，是調(diào)制波。圖3-15單橋臂載波移相調(diào)制工作時(shí)序選擇載波移相調(diào)制策略，能夠獨(dú)立控制MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的橋臂，其單個(gè)橋臂當(dāng)中三角波相位差2π/N，則出現(xiàn)二種輸出結(jié)果N+1電平和2N+1電平，系統(tǒng)常用簡(jiǎn)單N=4情況如下。圖2-1展示清晰，如果N個(gè)子模塊在MMC橋臂中，各相都是一樣的