1、電力電子技術電子教案,第6章 PWM控制技術,引言 6.1 PWM控制的基本原理 6.2 PWM逆變電路及其控制方法 6.2.1 計算法和調制法 6.2.2 異步調制和同步調制 6.2.3 規(guī)則采樣法（以下自學） 6.2.4 PWM逆變電路的諧波分析 6.2.5 提高直流電壓利用率和減少開關次數 6.2.6 PWM逆變電路的多重化 6.3 PWM跟蹤控制技術 6.3.1 滯環(huán)比較方式 6.3.2 三角波比較方式 6.4 PWM整流電路及其控制方法 6.4.1 PWM整流電路的工作原理 6.4.2 PWM整流電路的控制方法 本章小結,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控

2、制脈沖寬度調制技術，通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值） 第3、4章已涉及這方面內容 第3章：直流斬波電路采用 第4章有兩處： 4.1節(jié)斬控式交流調壓電路， 4.4節(jié)矩陣式變頻電路 本章內容 PWM控制技術在逆變電路中應用最廣，應用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位 本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術,6.1 PWM控制的基本原理,理論基礎 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同 沖量指窄脈沖的面積 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同

3、低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異,圖6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖,6.1 PWM控制的基本原理,一個實例 圖6-2a的電路 電路輸入：u(t)，窄脈沖，如圖6-1a、b、c、d所示 電路輸出：i(t)，圖6-2b 面積等效原理,圖6-2 沖量相同的 各種窄脈沖的響應波形,6.1 PWM控制的基本原理,用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波 正弦半波N等分，可看成N個彼此相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等 用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等 寬度按正弦規(guī)律變化,圖6-3 用PWM波代替正弦半波,SPWM波形脈沖寬度按正弦規(guī)律變化并且和正弦波等效的PWM波形

4、 要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可,6.1 PWM控制的基本原理,等幅PWM波和不等幅PWM波 由直流電源產生的PWM波通常是等幅PWM波 如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節(jié)的PWM整流電路 輸入電源是交流，得到不等幅PWM波 4.1節(jié)講述的斬控式交流調壓電路，4.4節(jié)的矩陣式變頻電路 基于面積等效原理進行控制，本質是相同的,6.1 PWM控制的基本原理,PWM電流波 電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波 PWM波形可等效的各種波形 直流斬波電路：等效直流波形 SPWM波：等效正弦波形 還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形

5、等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理,6.2 PWM逆變電路及其控制方法,目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術 逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合 PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路,6.2.1 計算法和調制法,計算法 根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形 繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化 調制法 輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的PWM波 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波 等腰三角波應用最多，其任

6、一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱,6.2.1 計算法和調制法,與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求 調制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波 調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波,6.2.1 計算法和調制法,結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明 ：工作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補,6.2.1 計算法和調制法,控制規(guī)律 uo正半周，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷， uo總可得到Ud和零兩種電平 uo負半周，讓V2保持通，V1保持斷，V3和V4交替通斷 uo可得 -Ud

7、和零兩種電平,6.2.1 計算法和調制法,單極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷 ur正半周，V1保持通，V2保持斷 當uruc時使V4通，V3斷，uo=Ud 當uruc時使V3斷，V4通，uo=0 虛線uof表示uo的基波分量,圖6-5 單極性PWM控制方式波形,6.2.1 計算法和調制法,雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負 在ur一周期內，輸出PWM波只有Ud兩種電平 仍在調制信號ur和載波信號uc的交點控制器件的通斷 ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同 當ur uc時，給V1和V4導

8、通信號，給V2和V3關斷信號 如 io0，V1和V4通，如 io0，VD1和VD4通， uo=Ud,6.2.1 計算法和調制法,當ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud 單相橋式電路既可采取單極性調制，也可采用雙極性調制,圖6-6 雙極性PWM控制方式波形,6.2.2 異步調制和同步調制,6.2.1 計算法和調制法,雙極性PWM控制方式（單相橋逆變） 三相的PWM控制公用三角波載波uc 三相的調制信號urU、urV和urW依次相差120,圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路,6.2.1 計算法和調制法,U相的控制規(guī)律 當urUuc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，uUN=Ud/2 當urUuc

9、時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN=-Ud/2 當給V1(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是VD1(VD4)導通 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2兩種電平 uUV波形可由uUN-uVN得出，當1和6通時，uUV=Ud，當3和4通時，uUV=Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0 輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構成 負載相電壓PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成,6.2.1 計算法和調制法,防直通死區(qū)時間 同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間 死區(qū)時間的長短主要由開關器

10、件的關斷時間決定 死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波,圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形,6.2.1 計算法和調制法,特定諧波消去法(Selected Harmo-nic Elimination PWMSHEPWM) 這是計算法中一種較有代表性的方法，如圖6-9 輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和），共6個開關時刻可控,圖6-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱 首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即 (6-1),6.2.1 計算法和調制法,其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內前后1/4周期以/2為軸

11、線對稱 (6-2) 同時滿足式（6-1）、（6-2）的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為 (6-3) 式中，an為,6.2.1 計算法和調制法,圖6-9，能獨立控制a1、a 2和a 3共3個時刻。該波形的 an為 式中n=1,3,5, 確定a1的值，再令兩個不同的an=0，就可建三個方程，求得a1、a2和a3,(6-4),6.2.1 計算法和調制法,消去兩種特定頻率的諧波 在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程： 給定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1變，a1、a2和a3也相應改變,(6-5),6.2.1 計算法和調制

12、法,一般，在輸出電壓半周期內器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k1個頻率的特定諧波 k越大，開關時刻的計算越復雜 除計算法和調制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹,6.2.2 異步調制和同步調制,載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N= fc / fr 根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制 1. 異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式 通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的 在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期

13、內前后1/4周期的脈沖也不對稱 當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小 當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大,6.2.2 異步調制和同步調制,2. 同步調制N等于常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步 基本同步調制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定 三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱 為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數 fr很低時，fc也很低，由調制帶來的諧波不易濾除 fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受,圖6-10 同步調制三相PWM波形,6.2.2 異步調制

14、和同步調制,分段同步調制(圖6-11） 把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同 在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高 在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低 為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法 同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn) 可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近,本章小結,6.2.3 規(guī)則采樣法,按SPWM基本原理，自然采樣法 要求解復雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多 規(guī)則采樣法特點 工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小

15、得多,圖6-12 規(guī)則采樣法,6.2.3 規(guī)則采樣法,規(guī)則采樣法原理 圖6-12，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc 自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化 在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制開關器件的通斷 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近,6.2.3 規(guī)則采樣法,規(guī)則采樣法計算公式推導 正弦調制信號波 式中，a稱為調制度，0a1；wr為信號波角頻率。從圖6-12得 因此可得 三角波一周期內

16、，脈沖兩邊間隙寬度,(6-6),(6-7),6.2.3 規(guī)則采樣法,三相橋逆變電路的情況 三角波載波公用，三相正弦調制波相位依次差120 同一三角波周期內三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時刻三相調制波電壓之和為零，由式(6-6)得 (6-8) 由式(6-7)得 (6-9) 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關頻率、減少開關損耗、減少和載波有關的諧波分量 PWM逆變電路多重化聯(lián)結方式有變壓器方式和電抗器方式 利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖6-20，圖 6-2

17、1)） 兩個單元的載波信號錯開180 輸出端相對于直流電源中點N的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2，已變?yōu)閱螛O性PWM波,圖6-20 二重PWM型逆變電路,6.2.6 PWM逆變電路的多重化,輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍,圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形,6.3 PWM跟蹤控制技術（自學）,PWM波形生成的第三種方法跟蹤控

18、制 方法 把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波 形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來 決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的 輸出跟蹤指令信號變化 常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式,6.3.1 滯環(huán)比較方式,電流跟蹤控制應用最多 基本原理 把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較 器的輸入 通過比較器的輸出控制器件V1和V2的通斷 V1（或VD1）通時，i增大 V2（或VD2）通時，i減小 通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i 就在i*+DI和 i*-DI 的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流 i*,6.3.1 滯環(huán)比較方式,參數的影響 滯環(huán)環(huán)寬對跟蹤性能的影響：環(huán)寬過寬

19、時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大 電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，跟蹤慢 L小時，i的變化率大，開關頻率過高,圖6-22 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖6-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,6.3.1 滯環(huán)比較方式,三相的情況,圖6-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,6.3.1 滯環(huán)比較方式,采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點 （1）硬件電路簡單 （2）實時控制，電流響應快 （3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波 （4）和計算法及調制法相比，相同開關頻率

20、時輸出電流中高次諧波含量多 （5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點,6.3.1 滯環(huán)比較方式,采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制,圖6-26 電壓跟蹤控制電路舉例,6.3.1 滯環(huán)比較方式,和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷?輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除 u*=0時，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路 u*為直流信號時，u產生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負

21、寬的矩形波 u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制,6.3.2 三角波比較方式,基本原理 不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是通過閉環(huán)來進行控制 把指令電流i*U、i*V和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，通過放大器A放大后，再去和三角波進行比較，產生PWM波形 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數直接影響電流跟蹤特性,6.3.2 三角波比較方式,特點 開關頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設計方便 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波 和滯環(huán)比

22、較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少,圖6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,6.3.2 三角波比較方式,定時比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設置一個固定的時鐘 以固定采樣周期對指令信號和被控制變量進行采樣，根據偏差的極性來控制開關器件通斷 在時鐘信號到來的時刻，如i i*，V1斷，V2通，使i減小 每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小 采用定時比較方式時，器件的最高開關頻率為時鐘頻率的1/2 和滯環(huán)比較方式相比，電流控制誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些,6.4 PWM整流電路及其控制方法（自學）,實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流 晶閘管相控整

23、流電路：輸入電流滯后于電壓，且其中諧波分量大，因此功率因數很低 二極管整流電路：雖位移因數接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數也很低 把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路 控制PWM整流電路，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多 1單相PWM整流電路 圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路 半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接 全橋電路直流側電容只要一

24、個就可以 交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的,圖6-28 單相PWM整流電路,a) 單相半橋電路,b) 單相全橋電路,6.4.1 PWM整流電路的工作原理,單相全橋PWM整流電路的工作原理 正弦信號波和三角波相比較的方法對圖6-28b中的V1V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產生一個SPWM波uAB uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關的頻率很高的諧波，不含有低次諧波 由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產生很小的脈動 當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波 us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定 改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is與us相位差為所需角度,本章小結,PWM控制技術的地位 PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產生了十分深遠影響的一項技術 器件與PWM技術的關系 IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術提供了強大的物質基礎 PWM控制技術用于直流斬波電路 直流斬波電路實際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電動機調速系統(tǒng)就構成廣泛應用的直流脈寬調速系統(tǒng),本