1、離線控制器NCP1216A PWM電流模式高功率控制器通用離線用品坐落在SOIC-8或PDIP-7封裝，NCP1216代表基于控制器的NCP1200的一個(gè)增強(qiáng)版本。由于其高的驅(qū)動(dòng)能力，NCP1216驅(qū)動(dòng)大柵極電荷的MOSFET，連同內(nèi)部斜坡補(bǔ)償和內(nèi)置的頻率抖動(dòng)，緩解現(xiàn)代化的AC-DC適配器的設(shè)計(jì)。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)在不同的固定頻率操作，控制器用品本身，避免了從高電壓軌需要一個(gè)輔助繞組。自然，此功能簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)在某些特定的應(yīng)用程序，例如任務(wù)電池充電器或電視機(jī)。電流模式控制提供了一個(gè)極好的音頻輸入易感性和固有的脈沖，脈沖控制。內(nèi)部斜坡補(bǔ)償容易采取防止次諧波振蕩放置在連續(xù)傳導(dǎo)模式設(shè)計(jì)。當(dāng)電流給定值低于一個(gè)給定

2、值，例如輸出電力需求減少，IC自動(dòng)進(jìn)入所謂的跳周期模式，在輕負(fù)載條件下提供出色的效率。發(fā)生這種情況，因?yàn)樵谟脩艨烧{(diào)的低峰值電流，沒有聲噪聲。的NCP1216具有高效的保護(hù)電路，這存在下的過電流狀態(tài)關(guān)閉輸出脈沖，而設(shè)備進(jìn)入安全突發(fā)模式，試圖重新啟動(dòng)。一旦默認(rèn)已消失，器件自動(dòng)恢復(fù)。特點(diǎn)無(wú)需輔助繞組操作電流模式控制，具有可調(diào)跳周期能力內(nèi)部斜坡補(bǔ)償有限公司50的占空比（NCP1216A只有）內(nèi)置1.0 ms軟啟動(dòng)（NCP1216A只有）內(nèi)置的頻率抖動(dòng)更好的EMI簽名自動(dòng)恢復(fù)內(nèi)部輸出短路保護(hù)極低的空載待機(jī)功耗500 mA峰值電流能力固定頻率為65kHz的頻率版本，100千赫，133千赫內(nèi)部溫度關(guān)機(jī)直接光

3、耦連接SPICE模型可用于瞬態(tài)和AC分析引腳對(duì)引腳兼容與NCP1200系列這些是無(wú)鉛和無(wú)鹵化物設(shè)備典型應(yīng)用高功率AC-DC轉(zhuǎn)換器，用于電視，機(jī)頂盒等。 離線適配器的筆記本電腦電信DC-DC轉(zhuǎn)換器 所有的電源供應(yīng)器 本文描述,將NCP1216A用於單端正激變換器的設(shè)計(jì)程序,用於通訊系統(tǒng). 輸入電壓範(fàn)圍:3672V DC 輸出功率30W 12V 2.5A 效率要求 85% 輸入輸出隔離電壓為1500V. NCP1216A是一個(gè)適合於此的合適的選擇,這是由於: 50%最大占容比工作. 正激式變換器通常都將占空比限制於50%,由於電壓復(fù)位值強(qiáng)制於等于輸入電壓.(1:1)因此不得超過50%,以防磁芯飽合

4、. 無(wú)輔助繞組工作. 用Dss(動(dòng)態(tài)自供電方式)允許NCP1216A直接從高壓線路供電,而不用Vcc.當(dāng)然也可以選用輔助繞組. 500mA峰值電流驅(qū)動(dòng)能力. NCP1216A可直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET,可不用附加驅(qū)動(dòng)級(jí),如果選擇的MOSFET柵驅(qū)動(dòng)超出Dss能力,則必須加輔助繞組供電. 電流型工作. 逐個(gè)周期的初級(jí)電流監(jiān)視,以消除任何因二次側(cè)短路及過流造成的飽合 直接光耦反饋連接 應(yīng)用中,輸入輸出之間隔離,加一光耦即可,省去好多元件.極低的空載功耗. 很易實(shí)現(xiàn)當(dāng)今對(duì)綠色電源的空載功耗的要求. 短路保護(hù). 用監(jiān)視反饋端的激活與否,NCP1216A易如反掌地實(shí)現(xiàn)二次短路保護(hù).耦合問題消除了對(duì)槽路的

5、需求. 35W DC/DC 的技術(shù)規(guī)範(fàn). Vimin 36V Vmax 72V Vout 12V Iout 3A f = 100KHz No Load 48V 85%.IC1為主控電路,二次側(cè)D4A及D4B為整流及回流二極管.電容C6提供共模電流回路(隔直電容),R7R10,C12,TL431光耦.IC2組成隔離反饋網(wǎng)絡(luò).保持輸出電壓穩(wěn)定.吸收電路R6,C7,接電感L2兩端,此為防高頻振蕩.L2,C8,C9,C10為輸出濾波.L3及C11為再次濾波.以減少高頻噪聲. 各部分設(shè)計(jì)過程如下: 主變壓器設(shè)計(jì) 在正激變換器中,其磁芯要確保加輸入電壓到初級(jí)繞組.它建起磁通.它通過初次級(jí)繞組,用法拉弟定律

6、.E=N.d/dt,此處E為N匝繞組感應(yīng)電壓,以產(chǎn)生磁通.此外加上輸入電壓僅在ton時(shí)間,由此用伏秒積的方式: 有: Ae 磁芯有效截面積. 磁芯的磁通密度 這樣最高磁密max及初級(jí)峰值磁化電流Ipeax由初級(jí)電感L1及最高輸入電壓根據(jù)(2),(3)式給出. 此處:Vin-最大輸入電壓 L1-初級(jí)繞組電感 Fop-工作頻率 Dmax-最大占空Np-初級(jí)匝數(shù) 初級(jí)的磁化電流不參與能量傳輸,卻在初級(jí)繞組和開關(guān)中造成損耗,當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時(shí),變壓器磁芯必須復(fù)位.為讓其磁芯復(fù)位,要加一復(fù)位電路.磁化電流Imag要保持較小值,遠(yuǎn)小於初級(jí)電流. 磁密選擇要與磁芯材料的飽合磁密max相適應(yīng).還要放虙磁滯效率.磁芯

7、溫升帶來(lái)的變化.此外,磁密隨頻率的升高會(huì)下降,建議在高頻時(shí)(100KHg),選在0.150.2T.如果選擇更高磁密,損耗會(huì)增加.初級(jí)繞組匝數(shù)按下式計(jì)算.: 對(duì)EFD-25,磁芯,其截面Ae=58mm2.Vin max=80V f=100KHz 選max=0.2T最大Dmax=0.5,於是求出Np=35. 復(fù)位繞組匝數(shù)取決於應(yīng)力設(shè)計(jì),復(fù)位繞組匝數(shù)低於主繞組時(shí),主功率Mos漏極電壓會(huì)低於2*Vin max但是.這會(huì)限制最大占空比.使之少於50%.傳統(tǒng)上,復(fù)位繞組匝數(shù)若大於主繞組,最大占空比會(huì)增加,但MOSFET電壓應(yīng)力將大於2*Vin max. 綜合上述,習(xí)慣上選擇復(fù)位繞組匝數(shù)與主繞組匝比為1:1

8、,這一點(diǎn)很重要,即復(fù)位繞組要與主繞組繞制時(shí)緊密耦合.若兩繞組間漏感較大,則會(huì)影響整體轉(zhuǎn)換效率.而二次繞組匝數(shù)Ns由下式求出. Vout-輸出電壓 Vf-整流器正向壓降 Vin min-最低輸入電壓 對(duì)於EFD-25,可得出Ns=25. 初次級(jí)繞組必須注意防止趨膚效應(yīng)(SKIN),可用幾種方法解決.一是多根導(dǎo)線並聯(lián),對(duì)應(yīng)頻率下的最大導(dǎo)線直徑由下式求出. 所選初次級(jí)導(dǎo)線整個(gè)截面積由整個(gè)輸出功率及允許的溫升決定,電流密度大於23.5A/mm2.若用風(fēng)冷,電密可以到56A/mm2 復(fù)位繞組可用一根細(xì)導(dǎo)線繞出即可,給出的去磁電流很小. 在某些情況下,加入一小點(diǎn)氣隙在變壓器磁芯中,這可以大幅度減小磁芯的剩

9、磁.Br.防止磁芯飽合,便會(huì)影響一點(diǎn)效率,會(huì)使磁化電流加大,此外會(huì)使Vcc繞組接成flybeck時(shí)產(chǎn)生穩(wěn)定的Vcc. 輸出濾波電感設(shè)計(jì). 輸出電感值的選擇取決於可接受的紋波電流的水平.要求小紋波時(shí),可選大電感值,另一方面,電流紋波時(shí).就必須用大的輸出電容.以減小紋波電壓.實(shí)際上限制紋波電流在1020%.的平均電流,最大電流紋波Imax出現(xiàn)在50%占空比時(shí),由下式給出. 此處:Vsec max-二次繞組電高電壓 L2- L2的電感量. 在NCP1216A中,用了100MH電感,最大輸出紋波電流為Imax=2.0A,這相對(duì)較高,便可減小電感尺寸. 輸出電容值要選擇得在最大允許的輸出電壓時(shí)流過RMS

10、電流產(chǎn)生最小的紋波電壓. 電流互感器的設(shè)計(jì). 電流互感器.用於取代電流檢測(cè)電阻減小功耗.在此處大約減小了三瓦的功耗.采用電流互感器功耗大約只有0.05W.(50mw),其缺點(diǎn)是產(chǎn)生電流誤差.它由此互感器產(chǎn)生.會(huì)降低電流檢測(cè)的準(zhǔn)確性. 互感器二次繞了38匝,用於NCP1216A,初級(jí)為1匝銅片.峰值電流I 2pk由下式求出此處 I 1pk為峰值電流(功率開關(guān)的) Ns為二次繞組匝數(shù). Imag pk為磁化電流峰值. 圖2示出電流互感器的實(shí)用電路,峰值磁化電流由(9)式給出: 此處:Vcs th max電流檢測(cè)輸入的最大電壓閾值. Ls-二次繞組的電感值. 電流檢測(cè)電阻的阻值Rsonse由(10)

11、式求出: NCP1216A前沿消隱電路(LEB)容許設(shè)計(jì)一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)在開關(guān)開啟時(shí).抑制電感尖峰. 初級(jí)RCD箝位電路及電感箝位網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì). 由於繞制工藝導(dǎo)致的初次級(jí)繞組間的漏感決不會(huì)為0.儲(chǔ)存在此漏感中的能量(在ton時(shí))會(huì)在開關(guān)關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生大的尖刺.為保護(hù)功率開關(guān)不被尖刺破壞,.加一個(gè)RCD網(wǎng)絡(luò).這些元件值不僅取決於漏感值,還與反射電壓,PCB佈局的寄生參數(shù)及RCD電容直接相關(guān).RCD箝制功耗由(11)式給出. 此處:Lleak-漏感值 Vclamp-箝位電壓值 Vrefl-反射電壓值(Vrefl=Vin max) 箝位元件值的選擇由下式給定: 此處:Vipple為箝位電容上的紋波電壓. 一個(gè)R

12、C吸收網(wǎng)絡(luò),接到電感L2抑制寄生振蕩,此振蕩常發(fā)生在回流及整流二極管工作交替階段. 調(diào)整環(huán)的設(shè)計(jì) 采用TL431並聯(lián)式穩(wěn)壓器作回饋.光耦提供好的隔離,輸出電壓設(shè)置由下式給出: 流過光耦LED的最大電流由電阻R7決定,TLV431內(nèi)部功耗很低.這樣不同旁路電阻給LED.電阻R8及C12用於反饋環(huán)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò).最佳數(shù)值可由反饋的響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)測(cè)量. .雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器原理介紹及其應(yīng)用設(shè)計(jì) 更新于2012-07-16 04:17:51 文章出處:互聯(lián)網(wǎng) 雙開關(guān) 轉(zhuǎn)換器 原理 單開關(guān)(或稱單晶體管)正激轉(zhuǎn)換器是一種最基本類型的基于變壓器的隔離降壓轉(zhuǎn)換器，廣泛用于需要大降壓比的應(yīng)用。這種轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)包括只需單顆

13、接地參考晶體管，及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉(zhuǎn)換器的功率能力小于半橋或全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，且變壓器需要磁芯復(fù)位，使這種轉(zhuǎn)換器的最大占空比限制在約50%。此外，金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)開關(guān)的漏電壓變化達(dá)輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較難于用在較高輸入電壓的應(yīng)用。正激轉(zhuǎn)換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個(gè)開關(guān)周期都需要采用相應(yīng)的措施來(lái)使磁芯復(fù)位到初始值，否則勵(lì)磁電流會(huì)在每個(gè)開關(guān)周期增大，經(jīng)歷幾個(gè)周期后會(huì)使磁芯飽和，損壞開關(guān)器件。相對(duì)而言，如果有磁芯復(fù)位，電流就不會(huì)在每個(gè)開關(guān)周期增大，電壓會(huì)基于勵(lì)磁電感(Lmag)反相并使磁芯復(fù)位。圖1以單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換

14、器為例，簡(jiǎn)要對(duì)比了無(wú)磁芯復(fù)位與有磁芯復(fù)位的電路圖及勵(lì)磁電感電流波形。有3種常見的標(biāo)準(zhǔn)磁芯復(fù)位技術(shù)，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關(guān)正激。三次繞組磁芯復(fù)位技術(shù)的電路示意圖參見圖1b)，這種技術(shù)能夠提供大于50%的占空比，但開關(guān)Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結(jié)構(gòu)更復(fù)雜。RCD鉗位磁芯復(fù)位技術(shù)也能使占空比大于50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗(yàn)復(fù)位的正確性，讓設(shè)計(jì)過程更復(fù)雜。RCD鉗位技術(shù)的成本比三次繞組技術(shù)低，但由于復(fù)位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉(zhuǎn)換效率。圖1：正激轉(zhuǎn)換器不帶磁芯復(fù)位與帶磁芯復(fù)位之對(duì)比。與前兩種磁芯復(fù)位技術(shù)相比，

15、雙開關(guān)正激更易于實(shí)現(xiàn)，而且開關(guān)Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開關(guān)所承受的電壓應(yīng)力。這種技術(shù)需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅(qū)動(dòng)器，且需要2個(gè)高壓低功率二極管(D3和D4)，參見圖2。雙開關(guān)正激技術(shù)的每個(gè)開關(guān)周期包含3步：第1步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1導(dǎo)通，二極管D2、D3及D4關(guān)閉；第2步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1關(guān)閉，而二極管D2、D3及D4導(dǎo)通；第3步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1仍然關(guān)閉，二極管D2仍然導(dǎo)通，而二極管D3及D4則關(guān)閉。圖2：雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器電路原理圖。當(dāng)然，采用這種技術(shù)后，轉(zhuǎn)換器就成了雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，它不同于單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，不需要特殊的復(fù)位電路就可以保

16、證可靠的變壓器磁芯復(fù)位，可靠性高，適合更高功率等級(jí)。NCP1252雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器演示板規(guī)格概覽NCP1252是安森美半導(dǎo)體新推出的一款改進(jìn)型雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，適合于計(jì)算機(jī)ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機(jī)能耗的應(yīng)用，相關(guān)能效測(cè)試結(jié)果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，增強(qiáng)設(shè)計(jì)靈活性；還帶有閂鎖過流保護(hù)功能，能夠承受暫時(shí)的過載。其它特性還包括可調(diào)節(jié)軟啟動(dòng)時(shí)長(zhǎng)、內(nèi)部斜坡補(bǔ)償、自恢復(fù)輸入欠壓檢測(cè)等。NCP1252與市場(chǎng)上不含輸入欠壓檢測(cè)、軟啟動(dòng)及過載檢測(cè)的UC384x系列器件相比，提供這

17、系列器件所不包含的這些功能(額外實(shí)現(xiàn)成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。安森美半導(dǎo)體基于NCP1252構(gòu)建的演示板規(guī)格包括： 輸入電壓范圍：350至410 Vdc； 輸出電壓：12 Vdc，精度5%； 額定輸出功率：96 W (8 A)； 最大輸出功率：120 W (每分鐘持續(xù)5秒)； 最小輸出功率：真正空載(無(wú)假負(fù)載)； 輸出紋波：50 mV峰值至峰值； 最大瞬態(tài)負(fù)載階躍：最大負(fù)載的50%； 最大輸出壓降：250 mV (5 s內(nèi)從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A)。NCP1252應(yīng)用設(shè)計(jì)：功率元件計(jì)算1) 變壓器匝數(shù)比、占空比及勵(lì)磁電感首先計(jì)算變壓器在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)

18、下的匝數(shù)比N。根據(jù)等式(1)可以推導(dǎo)出等式(2)：(1)(2)其中，Vout是輸出電壓，是目標(biāo)能效，Vbulk min是最小輸入電壓(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是變壓器匝數(shù)比。相應(yīng)我們也可以驗(yàn)證出高輸入線路電壓(410 Vdc)時(shí)最小占空比，見等式(3)：(3)為了恰當(dāng)?shù)卮判緩?fù)位，需要極小的勵(lì)磁電流來(lái)對(duì)繞組電壓反相。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)法則，勵(lì)磁電流為初次峰值電流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，這數(shù)值的計(jì)算過程參見后文。變壓器勵(lì)磁電感的計(jì)算見等式(4)：(4)2) LC輸出濾波器首先選擇交越頻率(fC)。因開關(guān)噪聲緣故，fC大于10 kHz時(shí)要求無(wú)

19、噪聲布線，難于設(shè)計(jì)。故不推薦在較高的頻率交越，直接選定fC為10 kHz。如果我們假定由fC、輸出電容(Cout)及最大階躍負(fù)載電流(Iout)確定出Iout 時(shí)的最大壓降(Vout)為250 mV，我們就能寫出下述等式：(5)(6)我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 F16 V電容。從電容規(guī)范中解析出：Ic,rms=5.36 A TA=+105 RESR,low = 8.5 mW TA = +20 RESR,high = 28.5 mW TA = -10 接下來(lái)，以DIout = 5 A 來(lái)計(jì)算DVout ，見等式(7)：(7)這里有一個(gè)經(jīng)驗(yàn)法則，就是選擇等式(6)計(jì)算出來(lái)的值一半的等

20、效串聯(lián)電阻(ESR)電容：RESR,max = 22 mW 0 。這個(gè)規(guī)則考慮到了電容工藝變化，以及留出一些電源在極低環(huán)境溫度條件下啟動(dòng)工作時(shí)的裕量。最大峰值到峰值電流(IL)的計(jì)算見等式(8)：(8)要獲取輸出電感值，我們能夠?qū)懗鲫P(guān)閉時(shí)間期間的降壓紋波電流等式：(9)對(duì)等式(9)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 H的標(biāo)準(zhǔn)值。(10)輸出電容的均方根電流(ICout,rms)計(jì)算見等式(11)：(11)其中，額定電感時(shí)間常數(shù)()的計(jì)算見等式(12)：(12)3) 變壓器電流經(jīng)過一系列計(jì)算(詳細(xì)計(jì)算過程參見參考資料3)，可以得到：次級(jí)峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級(jí)

21、谷底電流(IL_valley)為8.86 A，初級(jí)峰值電流(Ip_pk)為0.95 A，初級(jí)谷底電流(Ip_valley)為0.75 A，初級(jí)均方根電流(Ip,rms)為0.63 A。4) MOSFET由于NCP1252是雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，故作為開關(guān)的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BVDSS)施加了等于15%的降額因數(shù)，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應(yīng)該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V，導(dǎo)通阻抗(RDS(on)為0.434 (T

22、j=110)，總門電荷(QG)為45 nC，門極至漏極電荷(QGD)為14 nC。MOSFET的導(dǎo)電損耗、開關(guān)導(dǎo)通損耗計(jì)算見等式(13)到(14)：(13)(14)其中，交迭時(shí)間(t)由下列等式計(jì)算得出：(15)MOSFET的開關(guān)關(guān)閉損耗見等式(16)：(16)其中，交迭時(shí)間(t)由下列等式計(jì)算得出：(17因此，MOSFET的總損耗為：Plosses=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW (18)5) 二極管次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結(jié)合二極管降額因數(shù)(kD)為40%，可以計(jì)算出PIV，見等式(19)：(19)由于PIV10

23、0 V，故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。二極管導(dǎo)通時(shí)間期間的導(dǎo)電損耗為：Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W (20)關(guān)閉時(shí)間期間的導(dǎo)電損耗為：Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W (21)NCP1252應(yīng)用設(shè)計(jì)：NCP1252元件計(jì)算1) 用于選擇開關(guān)頻率的電阻Rt采用一顆簡(jiǎn)單電阻，即可在50至500 kHz范圍之間選擇開關(guān)頻率(FSW)。假定開關(guān)頻率為125 kHz，那么我們就可以得到：(22)其中，VRt是Rt引腳上呈現(xiàn)的內(nèi)部電壓參考(2.2 V)。2) 感測(cè)電阻NCP1252的最大峰值電流感測(cè)電壓達(dá)1 V。感測(cè)電阻(Rsense)以初級(jí)峰值電流的20%余量來(lái)計(jì)算，其中10%為勵(lì)磁電流，10%為總公差：(23)(24)3) 斜坡補(bǔ)償斜坡補(bǔ)償旨在防止頻率為開關(guān)頻率一半時(shí)出現(xiàn)次斜坡振蕩，這時(shí)轉(zhuǎn)換器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，重要的是考慮由勵(lì)磁電廠所致的自然補(bǔ)償。根據(jù)所要求的斜坡補(bǔ)償(通常為50%至100%)，僅能夠外部增加斜坡補(bǔ)償與自然補(bǔ)償之間的差值。