1、射頻電路設(shè)計(jì)射頻電路設(shè)計(jì)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院目 錄 第一章 引言 第二章 傳輸線分析 第三章 Smith圓圖 第四章 單端口網(wǎng)絡(luò)和多端口網(wǎng)絡(luò) 第五章 有源射頻器件模型 第六章 匹配網(wǎng)絡(luò)和偏置網(wǎng)絡(luò) 第七章 射頻仿真軟件ADS概況 第八章 射頻放大器設(shè)計(jì) 第九章 射頻濾波器設(shè)計(jì) 第十章 混頻器和振蕩器設(shè)計(jì)第八章匹配網(wǎng)絡(luò)與偏置網(wǎng)絡(luò) 8.1分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò) 8.2微帶線匹配網(wǎng)絡(luò) 8.3放大器的工作狀態(tài)和偏置網(wǎng)絡(luò) 第2章曾指出，要實(shí)現(xiàn)最大的功率傳輸，必須使負(fù)載阻抗與源阻抗相匹配。實(shí)現(xiàn)匹配的通常做法是在源和負(fù)載之間再插入一個(gè)無(wú)源網(wǎng)絡(luò)。這種無(wú)源網(wǎng)絡(luò)就稱為匹配網(wǎng)絡(luò)。 實(shí)際上，匹配網(wǎng)絡(luò)的功能并不僅限于在源和負(fù)載

2、之間進(jìn)行阻抗匹配，還可為減小功率損耗而設(shè)汁，如減小噪聲干擾、提高功率容量和提高頻率響應(yīng)的線性度等。 本章將要討論的主要內(nèi)容是利用無(wú)源匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗變換的技術(shù)。重點(diǎn)是確保在源和負(fù)載之間形成最小反射，而將所有其他因素如噪聲系數(shù)、線性度等留在第9章中討論。 將以Smith圓圖為工具，首先討論分立元件網(wǎng)絡(luò)，這種網(wǎng)絡(luò)容易分析，并可以在GHz頻段的低端及更低的頻段使用。然后，我們?cè)俜治?、設(shè)計(jì)采用微帶線和微帶短截線等分布參數(shù)元件實(shí)現(xiàn)的匹配網(wǎng)絡(luò)。這類網(wǎng)絡(luò)特別適合于工作在1GHz上頻段，以及對(duì)電路垂直方向尺度有特殊要求的場(chǎng)合，如射頻集成電路設(shè)計(jì)方面。 概 述8.1.1 雙元件的匹配網(wǎng)絡(luò) 通常，工程設(shè)計(jì)追求兩個(gè)

3、主要目標(biāo)：第一是滿足系統(tǒng)要求，第二是采用最低的成本和最可靠的方法實(shí)現(xiàn)第一個(gè)目標(biāo)。 成本最低且可靠性最高的匹配網(wǎng)絡(luò)往往就是那些元件數(shù)最少的網(wǎng)絡(luò)，即所謂雙元件網(wǎng)絡(luò)，或者根據(jù)其元件拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)而稱為L(zhǎng)形網(wǎng)絡(luò)。這種網(wǎng)絡(luò)采用兩個(gè)電抗性元件將負(fù)載阻抗(ZL)變換為需要的輸入阻抗(Zin），這兩個(gè)元件與負(fù)載阻抗及源阻抗一起，構(gòu)成圖81所示的并聯(lián)或串聯(lián)電路，圖中畫出了電容和電感的8種可能連接方式。 81 分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法：設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)有兩種方法： 1采用解析方法求出元件的值：得到非常精確的結(jié)果，并適合于采用計(jì)算機(jī)仿真。 2利用Smith圓圖作為圖解設(shè)計(jì)工具：不需要復(fù)雜的計(jì)算，因而更加直觀，容易驗(yàn)證，對(duì)于

4、初步設(shè)計(jì)也比較省時(shí)。 下面通過(guò)2個(gè)例子，說(shuō)明兩種方法的設(shè)計(jì)過(guò)程：81 分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò)81 分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò)解：信號(hào)源與負(fù)載之間實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸?shù)臈l件是信號(hào)源阻抗與負(fù)載阻抗共扼相等。即匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出阻抗ZM必須等于ZA的共扼復(fù)數(shù)。即阻抗ZM的值等于ZT與電容C并聯(lián)后再與電感L串聯(lián)： 將發(fā)射機(jī)和天線的阻抗表示為實(shí)部和虛部的形式(即 )，則(8.1)式可以改寫為： 其中Bc c是電容器的電納，XL L是電感器的電抗。此例題表明，設(shè)計(jì)L形濾波器的解析方法就是求解關(guān)于電容c的二次方程和關(guān)于電感L的線性方程。這個(gè)求解過(guò)程十分枯燥，但很容易借助數(shù)學(xué)軟件來(lái)完成。方法二：利用Smith圓圖進(jìn)行快速并相對(duì)精

5、確地設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)。其復(fù)雜程度幾乎與匹配網(wǎng)絡(luò)的元件數(shù)目無(wú)關(guān)。而且，通過(guò)觀察阻抗在Smith圓圖上的變換過(guò)程，可以看到每個(gè)電路元件對(duì)實(shí)現(xiàn)特定匹配狀態(tài)的影響。而且元件類型和元件參數(shù)方面的任何錯(cuò)誤都能立即在Smith圓圖上反映出來(lái)，從而能夠直接進(jìn)行調(diào)整。如果借助于個(gè)人計(jì)算機(jī)，則此設(shè)計(jì)過(guò)程可以實(shí)時(shí)完成。即：元件類型(L或C)以及其量值可以實(shí)時(shí)地顯示在計(jì)算機(jī)屏幕上的Smith圓圖中。81 分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò)在34小節(jié)中討論過(guò)在復(fù)數(shù)負(fù)載上連接一個(gè)電抗元件(電感或電容)的效果。特別強(qiáng)調(diào)電抗元件與復(fù)數(shù)阻抗串聯(lián)將導(dǎo)致Smith圓圖上的相應(yīng)阻抗點(diǎn)沿等電阻圓移動(dòng)并聯(lián)將導(dǎo)致Smith圓圖上的相應(yīng)導(dǎo)納點(diǎn)沿等電導(dǎo)圓移動(dòng) 在

6、圖83所示的阻抗導(dǎo)納復(fù)合Smith圓圖中標(biāo)出了上述情況。關(guān)于Smith圓圖中參量點(diǎn)的移動(dòng)方向，通常，如果連接的是電感，則參量點(diǎn)將向Smith圓圖的上半圓移動(dòng)如果連接的是電容，則參量點(diǎn)將向Smith圓圖的下半圓移動(dòng)。注意：在阻抗導(dǎo)納復(fù)合Smith圓圖上設(shè)計(jì)L形網(wǎng)絡(luò)或者其他任何無(wú)源網(wǎng)絡(luò)都需要將有關(guān)參量點(diǎn)沿等電阻圓或等電導(dǎo)圓移動(dòng)。通過(guò)下面的例題介紹圖解設(shè)計(jì)方法。絕大多數(shù)新版本軟件都允許我們借助計(jì)算機(jī)屏幕進(jìn)行這種圖解設(shè)計(jì)。例題82 采用圖解法設(shè)計(jì)L形匹配網(wǎng)絡(luò)采用Smith圓圖作為圖解設(shè)計(jì)工具，設(shè)計(jì)例題8I中的L形電抗性匹配網(wǎng)絡(luò)。解：第1步是計(jì)算發(fā)射機(jī)和天線的歸一化阻抗。由于題目未給出特性阻抗Z，我們?nèi)?/p>

7、選該值為Z75。這樣發(fā)射機(jī)和天線的歸一化阻抗則分別為由于與發(fā)射機(jī)連接的第1個(gè)元件是并聯(lián)電容，則并聯(lián)后的總阻抗應(yīng)與ZT落在阻抗導(dǎo)納復(fù)合Smith圓圖中的同一等電導(dǎo)圓上(見圖84).然后，再將一個(gè)電感串聯(lián)在電容與發(fā)射機(jī)ZT并聯(lián)后的總電阻上；則最終的串聯(lián)阻抗將沿著等電阻圓移動(dòng)。要實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸，則發(fā)射機(jī)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出阻抗必須等于天線阻抗的共扼復(fù)數(shù)。因此，如圖84所示，上述等電阻圓必須經(jīng)過(guò)Smith圓圖中兩個(gè)圓的交點(diǎn)就是發(fā)射機(jī)與電容并聯(lián)后的總歸一化阻抗。由圖可見，這個(gè)點(diǎn)的歸一化阻抗值約為ZTC=1-j1.22，相應(yīng)的歸一化導(dǎo)納值約為yTC=0.4+j0.49 。所以，并聯(lián)電容的歸一化電納jbc=

8、yTC-Yt=j0.69，電感的歸一化電抗jxL=zA-zTC=j1.02最后我們求出電感和電容的實(shí)際量值為：例題8.2采用的設(shè)計(jì)程序可以應(yīng)用于圖81所示的任何一種L形匹配網(wǎng)絡(luò)。實(shí)現(xiàn)最佳功率傳輸?shù)某Ｒ?guī)設(shè)計(jì)程序包括以下6個(gè)步驟：1求出歸一化源阻抗和負(fù)載阻抗。2在Smith圓圖中過(guò)源阻抗的相應(yīng)點(diǎn)畫出等電阻圓和等電導(dǎo)圓。3在Smith圓圖中過(guò)負(fù)載阻抗的共軛復(fù)數(shù)點(diǎn)畫出等電阻圓和等電導(dǎo)圓。4找出第2步與第3步所畫圓的交點(diǎn)。交點(diǎn)的個(gè)數(shù)就是可能存在的L形匹配網(wǎng)絡(luò)的數(shù)目。5先沿著相應(yīng)的園將源阻抗點(diǎn)移動(dòng)到上述交點(diǎn)，然后再沿相應(yīng)的圓移動(dòng)到負(fù)載的共扼點(diǎn)，根據(jù)這兩次移動(dòng)過(guò)程就可以求出電感和電容的歸一化值。6. 根據(jù)給

9、定的工作頻率確定電感和電容的實(shí)際值。 在上述步驟中，并不是必須從源阻抗點(diǎn)向負(fù)載的共扼復(fù)數(shù)點(diǎn)移動(dòng)。事實(shí)上，也可以將負(fù)載阻抗點(diǎn)變換到源阻抗的共軛復(fù)數(shù)點(diǎn)。下面的例題說(shuō)明了第一種思路，我們將在812小節(jié)中討論第二種思路。 81 分立元件的匹配網(wǎng)絡(luò)812 匹配禁區(qū)、頻率響應(yīng)以及品質(zhì)因數(shù)在分析L形匹配網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)之前須注意：圖圖81中的網(wǎng)絡(luò)拓?fù)洳⒉欢寄茉谌我庳?fù)載阻抗和源阻抗之間實(shí)現(xiàn)預(yù)期的匹配。中的網(wǎng)絡(luò)拓?fù)洳⒉欢寄茉谌我庳?fù)載阻抗和源阻抗之間實(shí)現(xiàn)預(yù)期的匹配。例如，如果源阻抗ZsZ050。而且我們使用圖81(h)所示電路，則與源并聯(lián)的電容將使Smith圓圖上的對(duì)應(yīng)點(diǎn)沿等電導(dǎo)圓順時(shí)針?lè)较蛞苿?dòng)，因此將遠(yuǎn)離經(jīng)過(guò)原點(diǎn)

10、的等電阻圓。這表明，采用這種匹配網(wǎng)絡(luò)將不能落在圖87(a)陰影區(qū)內(nèi)的負(fù)載阻抗與50 的源阻抗相匹配。圖81中所示的所有L形匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)涠季哂蓄愃频钠ヅ洹敖麉^(qū)”。其他幾種網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)于50 源阻抗的匹配禁區(qū)都已在圖87中標(biāo)出。其中陰影區(qū)對(duì)應(yīng)于不能與50 源阻抗相匹配的負(fù)載阻抗值。但注意，圖87中的禁區(qū)僅僅是針對(duì)ZsZ050 的源阻抗而言。對(duì)于不同量值對(duì)于不同量值的源阻抗，禁區(qū)的形狀是完全不同的。的源阻抗，禁區(qū)的形狀是完全不同的。對(duì)于任意給定的負(fù)載阻抗和源阻抗，至少存在兩種可能至少存在兩種可能的L形網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)預(yù)定的匹配目標(biāo)。那么這些匹配網(wǎng)絡(luò)的區(qū)別是什么，哪一個(gè)應(yīng)當(dāng)是最終的選擇哪一個(gè)應(yīng)當(dāng)是最終

11、的選擇?除了一些明顯的選擇標(biāo)準(zhǔn)(例如容易得到的元件值)，還有一些關(guān)鍵的技術(shù)性原則關(guān)鍵的技術(shù)性原則，其中包括直流偏置，直流偏置，穩(wěn)定性和頻率響應(yīng)穩(wěn)定性和頻率響應(yīng)。后面將逐步分析L形匹配網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)和品質(zhì)因數(shù)。直流偏置將在8.3節(jié)中討論，穩(wěn)定性問(wèn)題第9章再討論。圖8.7 Zs=Z0=50時(shí)，L形匹配網(wǎng)絡(luò)的禁區(qū)由于任何L形匹配網(wǎng)絡(luò)都包含串聯(lián)和并聯(lián)的電容或電感，所以，這種網(wǎng)絡(luò)可以根據(jù)它們的頻率響應(yīng)而歸類于低通，高通或帶通濾波器。先觀察匹配網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)匹配網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)，可以考查一個(gè)工作頻率f01GHz的匹配網(wǎng)絡(luò)，它可以把電阻RI=80 與電容CL2.65PF串聯(lián)構(gòu)成的復(fù)數(shù)負(fù)載變換成50的輸入阻抗。

12、 在1GHz頻率上，歸一化負(fù)載阻抗ZL1.6-j1.2，根據(jù)圖8.7并仿照例題82采用的設(shè)計(jì)步驟，可以使用圖8.7(c)或圖8.7(d)中的任何一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)匹配要求。然而，由于源阻抗是實(shí)數(shù)(Zs50 )，所以Zs*Zs50 ，則負(fù)載阻抗到源阻抗的變換就比較容易，如圖88(a)所示。相應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)如圖88(b)和圖88(c)所示。 這兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)以輸入反射系數(shù)和傳輸函數(shù) (其中測(cè)量輸出電壓Vout的負(fù)載條件是RL80），表示的頻率響應(yīng)頻率響應(yīng)已分別畫在圖89(a)和圖8.8(b)中。 從圖8.9可以看到，兩種匹配網(wǎng)絡(luò)都只能在兩種匹配網(wǎng)絡(luò)都只能在f0=1GHz的頻率點(diǎn)上實(shí)現(xiàn)良好匹配，的頻率點(diǎn)上實(shí)現(xiàn)

13、良好匹配，若工作頻率偏離f0則匹配狀態(tài)急劇惡化。 上述匹配網(wǎng)絡(luò)也可以視為諧振頻率為諧振頻率為fo的諧振電的諧振電路路。根據(jù)5114、節(jié)的討論，此類網(wǎng)絡(luò)可以用有載品質(zhì)因數(shù)QL來(lái)描述，其量值等于諧振頻率f0與3dB帶寬BW的比值：其中fo和BW的單位都是Hz。求 匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬：我們可以將匹配網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)在fo附近的鐘形頻率響應(yīng)（見圖89(b)）與帶通濾波器的頻率響應(yīng)相對(duì)比：當(dāng)工作頻率靠近當(dāng)工作頻率靠近f0時(shí)，圖88(c)所示的匹配網(wǎng)絡(luò)可以改畫成一個(gè)帶通濾波器帶通濾波器，其有載品質(zhì)因數(shù)同前（由(86)式確定）。這個(gè)等效的帶通濾波器如圖810(a)所示。此電路中的等效電容等效電容CT確定確定：將圖8

14、8(c)中RL和CL的串聯(lián)結(jié)構(gòu)等效為RLP和CLP的并聯(lián)形式，然后將C與CLP相加： CT C+CLP 。電路中的并聯(lián)等效電感并聯(lián)等效電感LLN確定確定：先將電壓源Vs，電阻Rs和L構(gòu)成的串聯(lián)電路等效為諾頓(Norton)等效電流源INVS（Rs+j0L)，電導(dǎo)GNS以及電感LN構(gòu)成的并聯(lián)電路，其中電導(dǎo)由下式給出： 。然后再將電流源Iv和電導(dǎo)GNS重新變成戴維南(Thevenin)等效電壓源：串聯(lián)電阻：諧振電路的負(fù)載等效濾波器的品質(zhì)因數(shù)RT=RL/RST=62.54由上可看到，等效帶通濾波器的最大增益比原始匹配網(wǎng)絡(luò)的增益大。等效帶通濾波器的最大增益比原始匹配網(wǎng)絡(luò)的增益大。其原因是由于原始匹配網(wǎng)

15、絡(luò)的輸出電壓是相對(duì)于負(fù)載RL的，而等效濾波器的輸出電壓則是相對(duì)于并聯(lián)了電容CT的等效負(fù)載RLP。所以，在諧振頻率點(diǎn)，從Vo到Vout的變換可以根據(jù)分壓定律求得：結(jié)果與圖8.9(b)相同根據(jù)QL，直接求出濾波器的帶寬：根據(jù)圖89(L)中的頻率響應(yīng)：匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬結(jié)果與采用等效帶同濾波器方法求得的結(jié)果相同 由等效帶通濾波器分析法能夠了解：匹配網(wǎng)絡(luò)在在f0附近的鐘形頻率響應(yīng)附近的鐘形頻率響應(yīng)，并能夠?qū)﹄娐返膸捵龀鰷?zhǔn)確的估計(jì)電路的帶寬做出準(zhǔn)確的估計(jì)。這種方法的唯一缺點(diǎn)是過(guò)于復(fù)雜。因此，引入節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)引入節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)Qn，通過(guò)這種較簡(jiǎn)單的方法來(lái)估計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)。避開求解等效帶通濾波器，不必計(jì)算

16、網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)。 在圖88(a)中，阻抗從電路的一個(gè)節(jié)點(diǎn)向另外一個(gè)節(jié)點(diǎn)變換。對(duì)于匹配網(wǎng)絡(luò)的每一個(gè)節(jié)點(diǎn)，其阻抗都可以用等效串聯(lián)阻抗Zs=Rs+jXs或?qū)Ъ{Yp=Gp+jBp。所以，在每個(gè)節(jié)點(diǎn)處，用電抗量Xs的絕對(duì)值與相應(yīng)電阻Rs的比值來(lái)定義Qn：Qn也可用電納量Bp的絕對(duì)值與相應(yīng)電導(dǎo)Gp的比值定義：由阻抗變換關(guān)系，推論得圖8.8（c）的最大節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)出現(xiàn)在B點(diǎn)，據(jù)該點(diǎn)的歸一化阻抗1-j1.23可得：與前比較，得：這個(gè)結(jié)論對(duì)于任何L形匹配網(wǎng)絡(luò)都成立。對(duì)于更復(fù)雜的匹配網(wǎng)絡(luò)有載品質(zhì)因數(shù)的計(jì)算常常簡(jiǎn)化為用節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)的最大值來(lái)估計(jì)。盡管這種方法沒(méi)有給出網(wǎng)絡(luò)帶寬的定量估計(jì)，但它使我們對(duì)網(wǎng)絡(luò)的帶寬有了定性

17、的了解，并可以具此判斷網(wǎng)絡(luò)帶寬的寬窄。為了進(jìn)一步簡(jiǎn)化匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)工作，可以在Smith圓圖中畫出等Qn線。如圖8.11。 為求得這些等值線的方程，重新考察第3章中有關(guān)Smith圓圖的導(dǎo)出過(guò)程。根據(jù)(36)式和(37)式，歸化阻抗可以表示為：節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)：圓方程由圖中讀出Qn，再除以2就得L形網(wǎng)絡(luò)的有載品質(zhì)因數(shù)。如圖813所示，盡管兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)都是按相同的諧振頻率設(shè)計(jì)的，但是某個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)可能會(huì)具有更好的高頻或低頻抑制特性。 在很多實(shí)際應(yīng)用中，匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)是非常重要的。例如，當(dāng)設(shè)計(jì)寬帶放大器時(shí)就需要降低網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)以增加其帶寬。但如果設(shè)計(jì)振蕩器，則需要提高網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)，以抑制輸出信號(hào)中

18、的有害諧波。遺憾的是，正如上面例子中看到的，我們無(wú)法控制L形匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q。，而只能接受或放棄它。如果要增加Q值的可調(diào)范圍，以便調(diào)整電路的帶寬特性，就需要在匹配網(wǎng)絡(luò)中引入第三個(gè)元件，形成T形或形網(wǎng)絡(luò)。813 T形匹配網(wǎng)絡(luò)和形匹配網(wǎng)絡(luò) 匹配網(wǎng)絡(luò)的有載品質(zhì)因數(shù)可以根據(jù)最大節(jié)點(diǎn)Qn估箕。匹配網(wǎng)絡(luò)中增加的第三個(gè)元件使電路中增加了一個(gè)節(jié)點(diǎn)，也使我們能夠通過(guò)適當(dāng)選擇該節(jié)點(diǎn)上的阻抗來(lái)控制QL值。 以下兩個(gè)例題介紹了按預(yù)定Qn值設(shè)計(jì)T形網(wǎng)絡(luò)和形匹配網(wǎng)絡(luò)的方法。然后、我們找到過(guò)B點(diǎn)的等電導(dǎo)圓與等電阻圓rrL的交點(diǎn)A，B點(diǎn)是前一步驟求出的。根據(jù)等電阻圓r=rL以及使ZL變換到Zin點(diǎn)的設(shè)計(jì)要求，就可確定匹配

19、網(wǎng)絡(luò)中其他元件的值。圖816給出了T形匹配網(wǎng)絡(luò)及其全部元件參數(shù)值。元件參數(shù)值是根據(jù)匹配頻率點(diǎn)為f=1GHz的要求計(jì)算的。以增加一個(gè)電路元件為代價(jià)，擴(kuò)大了調(diào)整匹配網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因數(shù)(帶寬)的自由度。解：由于負(fù)載阻抗和輸入阻抗都是固定的，所以，待求匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)不可能低于ZL和Zin點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的最大Qn值。所以， Qn的最小值可根據(jù)輸入阻抗點(diǎn)確定QnXin/Rin=40202。圖817給出了在Qn2條件下采用Smith圓圖設(shè)計(jì)形匹配網(wǎng)絡(luò)的情況。在設(shè)計(jì)過(guò)程中我們采用了與例題8.5非常相似的方法。首先，在Smith圓圖中畫出等電導(dǎo)圓g=gm,并找到該圓與等值線Qn2的交點(diǎn)，并記為B點(diǎn)：然后找到等電導(dǎo)圓gg

20、L與過(guò)B點(diǎn)的等電阻圓的交點(diǎn)，并記為A點(diǎn)，如圖817所示。例題86 形匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)已知寬帶放大器需要一個(gè)n形匹配網(wǎng)絡(luò)該網(wǎng)絡(luò)能將ZL(10j10)的負(fù)載阻抗變換成Zin(20+j40) 的輸入阻抗。要求匹配網(wǎng)絡(luò)具有最小的節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)，且匹配頻率點(diǎn)為fo=24GHz，求各元件值。將Smith圓圖中的相應(yīng)點(diǎn)變換成實(shí)際的電容和電感就可解出所有網(wǎng)絡(luò)元件，這種方法曾在例題82中詳細(xì)介紹過(guò)。電路結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)結(jié)果如圖818所示。需要注意的是與例題85中討論的情況不同，本例題中ZL和Zin的相對(duì)位置決定了只有一個(gè)形匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)能夠滿足Qn=2的條件。其他形匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)都大于2，如果負(fù)載電阻變低，將無(wú)

21、法計(jì)算出符合Qn的形匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)結(jié)論：降低節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)的措施并不能無(wú)限制地增加帶寬。帶寬結(jié)論：降低節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)的措施并不能無(wú)限制地增加帶寬。帶寬將受到給定輸入、輸出阻抗的限制。將受到給定輸入、輸出阻抗的限制。 前面已討論了采用分立元件設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)的方法。但，隨著工作頻率的提高及相應(yīng)工作波長(zhǎng)的減小，分立元件的寄生效應(yīng)就變得更加明顯。此時(shí)須用分布參數(shù)元件替代分立元件。821 從分立元件到微帶線 在GHz頻段的中段，常常采用分立元件和分布參數(shù)元件混合使用的方法。這種類型的匹配網(wǎng)絡(luò)通常包括幾段串聯(lián)的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容，如圖819所示。還可以參見圖I2(a)的實(shí)例。82 微帶線匹配網(wǎng)絡(luò) 由于電

22、感比電容有更高的電阻性損耗，所以在此類電路中通常避免使用電感電感比電容有更高的電阻性損耗，所以在此類電路中通常避免使用電感。只需在兩個(gè)串聯(lián)傳輸線中間并聯(lián)一個(gè)電容就足以將任何給定負(fù)載阻抗變換為任意輸入阻抗。與L形匹配網(wǎng)絡(luò)的情況類似這種網(wǎng)絡(luò)有時(shí)也需符合給定的Qn值，所以需要增加元件以便調(diào)整電路的品質(zhì)因數(shù)。 在圖819所示的電路完成加工后也能夠進(jìn)行電路參數(shù)調(diào)整，改變電容的量值以及電容在傳輸線上的位置就可以得到較寬的電路參數(shù)調(diào)整范圍。此類匹配網(wǎng)絡(luò)的可調(diào)特性使得他們成為非常流行的電路原型。通常情況下，各段傳輸線都具有相同的寬度以便減輕實(shí)際調(diào)整工作的難度。82 微帶線匹配網(wǎng)絡(luò)解：第1步是確定歸一化負(fù)載阻抗

23、ZL=0.6+j0.2，在Smith圓圖中的位置。然后畫出一個(gè)駐波比圓，該圓上的點(diǎn)對(duì)應(yīng)于負(fù)載與50傳輸線相連后的總阻抗?？傋杩乖诖笋v波比圓上的具體位置取決于傳輸線的長(zhǎng)度（與第3章中討論的一樣）。第2個(gè)步驟是過(guò)歸一化輸入阻抗Zin1.2+j1.6點(diǎn)做一個(gè)駐波比圓，如圖820所示。從負(fù)載駐波比圓到輸入駐波比圓的過(guò)渡點(diǎn)可以任選，圖820中選定的過(guò)渡點(diǎn)為A點(diǎn)，該點(diǎn)相應(yīng)的歸一化導(dǎo)納值約為yA1-jo.6。此時(shí)添加的并聯(lián)電容將使相應(yīng)的阻抗點(diǎn)沿g1的等電導(dǎo)圓移動(dòng)，從而將Smith圓圖上的阻抗點(diǎn)A移動(dòng)到位于輸入駐波比圓上的點(diǎn)B。利用段串聯(lián)的傳輸線則可使B點(diǎn)的阻抗沿等駐波比圓變換。最后一個(gè)步驟是確定傳輸線的電長(zhǎng)

24、度。這兩個(gè)電長(zhǎng)度l1和l2可根據(jù)標(biāo)在Smith圓圖外邊緣(如圖820所示)上的所謂WTG(向源的方向)刻度讀出。圖8.21就是最終設(shè)計(jì)出的匹配網(wǎng)絡(luò)電路原理圖?？疾爝@個(gè)電路結(jié)構(gòu)的調(diào)諧能力。圖8.22給出了輸入阻抗的實(shí)部rin和虛部xin與電容至負(fù)載的距離l之間的函數(shù)關(guān)系。換句話說(shuō)，保持l1+l2不變，在負(fù)載端至網(wǎng)絡(luò)輸入端范圍內(nèi)調(diào)整電容的位置(即0l l1+l2)。圖中虛線標(biāo)出的是原始設(shè)計(jì)參數(shù)?？梢钥闯鰔in從電感(正值)變成了電容(負(fù)值). 總結(jié)：至此已設(shè)計(jì)了一個(gè)復(fù)合型匹配網(wǎng)絡(luò)，總結(jié)：至此已設(shè)計(jì)了一個(gè)復(fù)合型匹配網(wǎng)絡(luò)，它包括分布參數(shù)元件它包括分布參數(shù)元件(傳輸線傳輸線)和分立元件和分立元件(電容電

25、容)。這種網(wǎng)絡(luò)的匹配特性具有相當(dāng)大的調(diào)整范圍，并這種網(wǎng)絡(luò)的匹配特性具有相當(dāng)大的調(diào)整范圍，并對(duì)電容在傳饋線上的位置非常敏感。即使電容的對(duì)電容在傳饋線上的位置非常敏感。即使電容的位置發(fā)牛很小的偏差也會(huì)使輸入阻抗發(fā)生劇烈的位置發(fā)牛很小的偏差也會(huì)使輸入阻抗發(fā)生劇烈的變化。變化。 在實(shí)現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)由集總參數(shù)元件向分布參數(shù)元件轉(zhuǎn)換的過(guò)程中，下一個(gè)步驟顯然就應(yīng)該是完全取消所有集總參數(shù)元件，這就要采用開路或短路線段來(lái)實(shí)現(xiàn)。 本節(jié)將要討論的匹配網(wǎng)絡(luò)是由串聯(lián)的傳輸線和并聯(lián)的終端開路短截線或終端短路短串聯(lián)的傳輸線和并聯(lián)的終端開路短截線或終端短路短截線構(gòu)成截線構(gòu)成，我們先考察兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：第一種情況為負(fù)載與短截

26、線并聯(lián)后再與一段串聯(lián)傳輸線相連，見圖823(a)；第二種情況為負(fù)載與串聯(lián)傳輸線相連后再與一段短截線并聯(lián)，見圖823(b)：822 單節(jié)短截線匹配網(wǎng)絡(luò)圖8.23所示匹配網(wǎng)絡(luò)具有4個(gè)可調(diào)整參數(shù)：短截線的長(zhǎng)度ls和特性阻抗Zos，傳輸線的長(zhǎng)度lL和特性阻抗Z oL。 例題88介紹了圖823(a)所示匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)過(guò)程，其中短截線特性阻抗和傳輸線特性阻抗均取固定值Z0，通過(guò)調(diào)整它們的長(zhǎng)度實(shí)現(xiàn)預(yù)定的輸入阻抗要求。解：選擇短截線長(zhǎng)度ls的基本原則是、短截線產(chǎn)生的電納Bs能夠使負(fù)載導(dǎo)納yL0.8+j0.6變換到經(jīng)過(guò)歸一化輸入阻抗點(diǎn)Zin=1+j1.2的駐波比圓上，如圖8.24所示。注意：對(duì)應(yīng)于yL0.8+j

27、0.6的輸入駐波比圓與等電導(dǎo)圓go.8有兩個(gè)交點(diǎn)，(yA0.8+j1.05和yB0.8-j1.05），即兩個(gè)可能的解。短截線的兩個(gè)相應(yīng)電納值則分別為對(duì)第一個(gè)解而言，開路短截線的長(zhǎng)度可以通過(guò)在Smith圓圖上測(cè)量lSA求出， lSA是從yo點(diǎn)(開路點(diǎn))開始沿Smith圓圖的最外圍刻度go向源方向移動(dòng)(順時(shí)針)到達(dá)y=j0.45點(diǎn)所經(jīng)過(guò)的電長(zhǎng)度。在本例題中l(wèi)SA 0.067。只需將短截線的長(zhǎng)度增加14工作波長(zhǎng)，則開路短截線就可以換成短路短截線。在使用同軸電纜時(shí)，這種轉(zhuǎn)換是非常必要的，因?yàn)殚_路同抽電纜的斷面較大電路設(shè)計(jì)者常常需要盡量壓縮電路板的尺寸，因而總是希望采用盡可能短的 傳輸線段。根據(jù)阻抗的具

28、體情況，最短的傳輸線段既可能是開路短截線也可 能是短路短截線。下面通過(guò)例題說(shuō)明圖823(b)所示匹配網(wǎng)絡(luò)的常規(guī)設(shè)計(jì)步驟。不同于前一個(gè)例題的是，固定短截線和傳輸線段的長(zhǎng)度，而調(diào)整它們的特性阻抗。在微帶電路設(shè)計(jì)中通常是通過(guò)改變傳輸線的寬度來(lái)調(diào)整其特性阻抗。實(shí)際應(yīng)用中，單端非平衡短截線常設(shè)計(jì)為如圖8.25的平衡型方案。顯然短截線ST1和ST2并聯(lián)后的總電納必須等于非平衡短截線的電納。所以，每一段平衡短截線的電納必須等于非平衡短截線電納的一半。我們發(fā)現(xiàn)兩種短截線的長(zhǎng)度并非是線性比例關(guān)系。換句話說(shuō)，平衡短截線的長(zhǎng)度不是非平衡短截線長(zhǎng)度的一半。開路平衡短截線：這個(gè)結(jié)論也可以在Smith圓圖解得。短路平衡短

29、截線：823雙短截線匹配網(wǎng)絡(luò) 前面討論的短截線匹配網(wǎng)絡(luò)具有良好的通用性，可在任意輸入阻抗和實(shí)部不為零的負(fù)載阻抗中間形成匹配。但是這種匹配網(wǎng)絡(luò)需要在短截線與輸入端口或短截線與負(fù)載之間插入一段長(zhǎng)度可變的傳輸線。這對(duì)于固定型匹配網(wǎng)絡(luò)較好實(shí)現(xiàn)，然而，對(duì)可調(diào)型匹配器將帶來(lái)困難。為此本節(jié)研究另一種匹配網(wǎng)絡(luò)，這種網(wǎng)絡(luò)中增加了第二個(gè)并聯(lián)短截線從而解決了上述問(wèn)題。圖826是這種網(wǎng)絡(luò)的常規(guī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它可將任意有耗負(fù)載阻抗與輸人阻抗ZinZo匹配。在雙短截線匹配網(wǎng)絡(luò)中，兩段開路或短路短截線并聯(lián)在一段固定長(zhǎng)度的傳輸線兩端。傳輸線l2的長(zhǎng)度通常選為l8，38或58個(gè)波長(zhǎng)。在高頻應(yīng)用中通常采用38和58個(gè)波長(zhǎng)的間隔，以便

30、簡(jiǎn)化可調(diào)匹配器的結(jié)構(gòu)。 在以下的討論中，假設(shè)兩個(gè)短截線之間傳輸線的長(zhǎng)度為l2(38)。為了簡(jiǎn)化分析過(guò)程，我們從匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入端開始反過(guò)來(lái)向負(fù)載端做匹配。理想的匹配狀態(tài)要求Zin=Z0，即yA1。因?yàn)榧僭O(shè)傳輸線是無(wú)損耗的，則歸一化其中bs2是短截線的電納，ls2是短截線的相應(yīng)長(zhǎng)度。對(duì)于l2導(dǎo)納y B=y A -jbs2必落在Smith圓圖中g(shù)=1的等電導(dǎo)圓上。(38)的傳輸線，g1圓將向負(fù)載方向轉(zhuǎn)過(guò)2l23 2弧度即2700(即反時(shí)針?lè)较?，如圖827所示)。為了確保匹配，導(dǎo)納yc(等于ZL與傳輸線l1，串聯(lián)后再與并聯(lián)短截線ls1并聯(lián))必須落在這個(gè)移動(dòng)了的g1圓(稱為yc圓)上。 通過(guò)改變短截線l

31、s2的長(zhǎng)度，可以使點(diǎn)yD最終變換為位于旋轉(zhuǎn)后的等電導(dǎo)圓g=1上的點(diǎn)yc.只要點(diǎn)yD(即zL與傳輸線l1串聯(lián))落在等電導(dǎo)圓g2之外，上述變換過(guò)程就可以實(shí)現(xiàn)。這也說(shuō)明了應(yīng)當(dāng)避開的匹配禁區(qū)。在實(shí)際應(yīng)用中解決這個(gè)問(wèn)題的方法是，雙短截線可調(diào)匹配器的輸入、輸出傳輸線符合的關(guān)系。這樣，如果可調(diào)匹配器不能對(duì)某一特定負(fù)載阻抗實(shí)現(xiàn)匹配，只需對(duì)調(diào)可調(diào)匹配器的輸入、輸出端口，則yD必將移出匹配禁區(qū)。下面的例題將針對(duì)給定的待匹配負(fù)載阻抗介紹短截線長(zhǎng)度的計(jì)算方法。某些實(shí)際電路中，微帶短截線被變?nèi)荻O管所替代。這樣就可以電調(diào)二極管的電容，從而實(shí)現(xiàn)電調(diào)并聯(lián)電納。 所有射頻電路不可缺少的電路單元就是有源或無(wú)源偏置網(wǎng)絡(luò)。偏置的作

32、用是在特定的工作條件下為有源器件提供適當(dāng)?shù)撵o態(tài)工作點(diǎn)，并抑制晶體管參數(shù)的離散性以及溫度變化的影響從而保持恒定的工作特性。 下面將對(duì)放大器的不同工作狀態(tài)進(jìn)行概括地分析，這將有助于理解為何必須正確偏置場(chǎng)效應(yīng)晶體管和雙極結(jié)晶體管。83放大器的工作狀態(tài)和偏置網(wǎng)絡(luò)831 放大器的工作狀態(tài)和效率 根據(jù)設(shè)計(jì)用途的不同，放大器需要有特定的偏置條件G放大器的工作狀態(tài)分為幾類、它們對(duì)應(yīng)于射頻電路中有源器件的不同偏置狀態(tài)： 圖829描述了理想晶體管的傳遞函數(shù)特征。假設(shè)晶體管沒(méi)有進(jìn)入飽和區(qū)或擊穿區(qū)，而且在線性工作區(qū)內(nèi)輸出電流與輸入電壓成比例，對(duì)于場(chǎng)效應(yīng)晶體管，電壓v*對(duì)應(yīng)于闡值電壓；對(duì)于雙極結(jié)晶體管，電壓v*對(duì)應(yīng)于基

33、極發(fā)射極內(nèi)建電位。 不同的工作狀態(tài)是根據(jù)所謂導(dǎo)通角來(lái)劃分的，導(dǎo)通角對(duì)應(yīng)于一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)有電流不同的工作狀態(tài)是根據(jù)所謂導(dǎo)通角來(lái)劃分的，導(dǎo)通角對(duì)應(yīng)于一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)有電流流過(guò)負(fù)載的時(shí)間。流過(guò)負(fù)載的時(shí)間。如圖829(a)所示，在甲類工作狀態(tài)下，整個(gè)信號(hào)周期內(nèi)都有集電極電流存在，即導(dǎo)通角A3600。如果晶體管在線性區(qū)內(nèi)的傳輸持性近似于線性函數(shù)那么，輸出信號(hào)則是沒(méi)有任何失真的、放大了的輸入信號(hào)。然而，在實(shí)際中總會(huì)出現(xiàn)一定程度的非線性效應(yīng)從而產(chǎn)生放大器輸出信號(hào)的畸變。在乙類工作狀態(tài)下圖829(b)，只有半個(gè)信號(hào)周期內(nèi)有集電極電流存在，這對(duì)應(yīng)于A1800的導(dǎo)通角。在信號(hào)周期的第2個(gè)半周內(nèi)，晶體管進(jìn)入了截止?fàn)顟B(tài)

34、，沒(méi)有集電極電流流過(guò)；甲乙類工作狀態(tài)圖829(c)結(jié)合了甲類和乙類工作狀態(tài)的特點(diǎn)，其導(dǎo)通角A的范圍在1800 至3600 之間。這種放大器通常用于對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行大功率“線性”放大。 丙類放大器L圖829(d)只在信號(hào)的半周期之內(nèi)(即導(dǎo)通角00 A1800)才有電流傳輸因此輸出信號(hào)的失真最大。 這就產(chǎn)生了一個(gè)問(wèn)題，既然甲類工作狀態(tài)的信號(hào)失真最小，為什么放大器還要工作在其他狀態(tài)? 答案直接與放大器的效率有關(guān)。效率的定義是負(fù)載吸收的射頻平均功率PRF與電源平均功率Ps的比值，并通常用百分?jǐn)?shù)表示： 甲類放大器效率的最大理論值為50，而丙類放大器的效率可以接近100。甲類放大器的效率等于50意味著電源功

35、率的一半變成熱量耗散掉了。這種情況對(duì)于便攜式通信系統(tǒng)是無(wú)法接受的，因?yàn)檫@類系統(tǒng)中的大多數(shù)器件都是靠電池驅(qū)動(dòng)的。在實(shí)際工作中，設(shè)計(jì)者常常是選用既有最高效率又能保持射頻信號(hào)信息內(nèi)容的工作狀態(tài)。 在下圖的例題中，我們將從理論上導(dǎo)出作為導(dǎo)通角函數(shù)的最大效率值例題811 放大器效率的計(jì)算導(dǎo)出放大器效率與導(dǎo)通角0的一般函數(shù)關(guān)系。列出甲類和乙類放大器的值解：與導(dǎo)通角0對(duì)應(yīng)的負(fù)載電流波形如圖8.30(a)所示，其中正弦電流的幅度為I0。同樣，電源電流Is的最大值等于I0加上靜態(tài)工作電流IQ令得電源平均電流電源平均功率由于負(fù)載上的電壓隨負(fù)載電流而變，所以平均射頻功率等于負(fù)載電壓與負(fù)載電流乘積的積分：放大器的效率

36、：將代入上式，可知甲類放大器的效率確實(shí)是50。而乙類放大器的效率，只需將導(dǎo)通角 代入上式，其結(jié)果為：由此可見，乙類放大器的效率等于785。 在需要低功耗的場(chǎng)合，比如，需要盡量延長(zhǎng)電池工作時(shí)間的個(gè)人通信系統(tǒng)效率是一個(gè)重要的設(shè)計(jì)指標(biāo)：偏置電路與射頻電路之間的連接 偏置電路是直流的通路，射頻電路是射頻交流信號(hào)的通路，直流通路和射頻信號(hào)通路應(yīng)完全隔離，消除直流和射頻信號(hào)間的耦合。為此，偏置電路和射頻電路之間的連接可采取一下3種方法：1、在直流元與射頻電路之間連接一個(gè)電感，即射頻扼流圈（RFC)。射頻扼流圈可有效阻塞射頻信號(hào)，而對(duì)直流可視為無(wú)損耗通路。2、在直流元與射頻電路之間連接一個(gè)/4的阻抗變換器，

37、阻抗變換器的特征阻抗應(yīng)很高，可以對(duì)射頻信號(hào)產(chǎn)生很高的阻抗。3、將一個(gè)大電容作為負(fù)載接于/4的阻抗變換器的終端，可以有效地短路科能泄露到偏置電路中的射頻信號(hào)。大電容在射頻頻率下呈現(xiàn)短路，經(jīng)/4的阻抗變換器后，相當(dāng)于開路，從而可以割斷射頻信號(hào)。偏置電路的設(shè)計(jì)： 有很多種方法，如右圖是二種典型的偏置電路 圖（a)有如下關(guān)系： 圖（b)有調(diào)整分壓電阻R2， 可選擇Vx或Ix,得如下關(guān)系 8.3.2 雙極結(jié)晶體管的偏置網(wǎng)絡(luò) 偏置網(wǎng)絡(luò)有兩大類型：無(wú)源網(wǎng)絡(luò)和有源網(wǎng)絡(luò)。無(wú)源網(wǎng)絡(luò)(即自偏置網(wǎng)絡(luò))是最簡(jiǎn)單的偏置電路通常由電阻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，它為射頻晶體管提供合適的工作電壓和電流。這種偏置網(wǎng)絡(luò)的主要缺陷是對(duì)晶體管的參數(shù)變化十分敏感，并且溫度穩(wěn)定性對(duì)晶體管的參數(shù)變化