1.1移動通信及其發(fā)展1.2移動通信的主要特點1.3移動通信的工作方式1.4移動通信的分類15無線電頻譜管理與使用

知識點?

移動通信的發(fā)展和特點?

移動通信的工作方式和系統(tǒng)分類?

無線電頻譜管理與使用

難點?

各種移動通信工作方式的區(qū)別

要求掌握：?

移動通信的概念?

移動通信的主要特點?

移動通信的工作方式了解：?

移動通信的發(fā)展歷程?

主要的移動通信系統(tǒng)?

移動通信的頻譜管理與使用1.1移動通信及其發(fā)展

所謂移動通信，是指通信的一方或雙方是在移動中實現(xiàn)通信的。也就是說，通信的雙方至少有一方處在運動中或暫時停留在某一非預定的位置上。其中，包括移動臺（汽車、火車、飛機、船艦等移動體上）與固定臺之間通信、移動臺與移動臺之間通信、移動臺通過基站與有線用戶通信等。工作頻段由短波、超短波、微波到毫米波；頻道間隔由100KHz、50KHz、25KHz、到12.5KHz和寬帶擴頻信道；調制方式由振幅壓擴單邊帶、模擬調頻到數(shù)字調制；多址方式由頻分多址（FDMA）、時分多址（TDMA）、碼分多址（CDMA）到混合多址，以及固定多址和隨機多址的結合；網(wǎng)絡覆蓋由蜂窩到微蜂窩、微微蜂窩和混合蜂窩；網(wǎng)絡服務范圍由局部地區(qū)、大中城市到全國、全世界，并由陸地、水上、空中發(fā)展到陸?？找惑w化；業(yè)務類型由通話為主，到傳送數(shù)據(jù)、傳真、靜止圖像，直到傳送綜合業(yè)務。1.2移動通信的主要特點移動通信必須利用無線電波進行信息傳輸電波傳播特性復雜干擾多而復雜組網(wǎng)方式多樣靈活移動通信設備必須適于在移動環(huán)境中使用對手機的主要要求是體積小、重量輕、省電、操作簡單攜帶方便1.3移動通信的工作方式單向單工方式

單向即單方向工作，如圖1.1(a)所示

1.1（a）單向單工方式（尋呼系統(tǒng)）

1.1（b）雙向單工方式

雙向同頻(單頻)單工方式這種方式是指通信雙方(如基地臺與移動臺之間，移動臺與移動臺之間)使用同一個工作頻率，但各方收發(fā)設備不能同時工作的通信方式，如圖1.1(b)所示

雙向異頻(雙頻)單工方式

通信雙方使用兩個頻率(一對頻率)，兩頻率有一定的間隔。這種工作方式類似雙向同頻單工方式，參見圖1.1(b)，只是甲、乙雙方各用一個頻率發(fā)射。也可改為雙工方式，雙方設備各加上收發(fā)雙工器即可。雙向異頻(雙頻)半雙工方式通信雙方收發(fā)信機分別使用兩個頻率，一方使用雙工方式，另一方使用單工方式?；嘏_是雙工方式，即收發(fā)信機同時工作，而移動臺是按鍵講話的異頻單工方式，如圖1.2所示

1.2雙向異頻半雙工方式

雙向異頻(雙頻)雙工方式

異頻雙工方式是指每個方向使用一個頻率，通話時無需按下發(fā)話鍵，與普通電話使用情況類似。示意圖為圖1.3圖1.3異頻雙工方式

1.4移動通信的分類移動通信有以下多種分類方式：

按使用對象可分為公用設備和軍用設備；按使用環(huán)境可分為陸地通信、海上通信和空中通信；按多址方式可分為頻分多址、時分多址和碼分多址等；

按覆蓋范圍可分為寬域網(wǎng)和局域網(wǎng)；按業(yè)務類型可分為電話網(wǎng)、數(shù)據(jù)網(wǎng)和綜合業(yè)務網(wǎng)；

按工作方式可分為同頻單工、異頻單工、異頻雙工和半雙工；按服務范圍可分為專用網(wǎng)和公用網(wǎng)；

按信號形式可分為模擬網(wǎng)和數(shù)字網(wǎng)。

幾個典型的移動通信系統(tǒng)

無線電尋呼系統(tǒng)

公用移動電話通信系統(tǒng)

無繩電話系統(tǒng)

集群移動通信系統(tǒng)1.5無線電頻譜管理與使用

無線電頻譜是一種有限的自然資源，它廣泛地使用于通信及其他一些領域中。移動通信主要是無線通信，所以對頻譜使用的依賴性很大。因此要對頻譜進行科學的管理和使用。即：(1)對頻率實施嚴格的管理與協(xié)調

(2)開發(fā)新頻段

(3)研究并采用各種頻率的有效利用技術

移動通信使用的頻譜要考慮以下幾個方面的因素

無線電管理局(或管理委員會)的規(guī)定和指配

電波傳播特性

環(huán)境噪聲及各種干擾情況(要進行電測)

覆蓋區(qū)域范圍

區(qū)域內地形、地物及各種障礙情況

設備特性

經(jīng)濟成本等

2.1概述2.2數(shù)字頻率調制2.3數(shù)字相位調制2.4平滑調頻和通用平滑調頻2.5正交振幅調制

知識點?

移動通信中的幾種數(shù)字調制方式

難點?

各種調制信號的調制、解調方法?

幾種主要調制方式的性能比較

要求掌握：?

MSK和GMSK調制方式及特點?

數(shù)字相位調制幾種方式的比較了解：?

幾種調制信號的頻譜特性?

TFM、GTFM和QAM調制方式2.1概述

數(shù)字調制是為了使在信道上傳送的信號特性與信道特性相匹配的一種技術。就話音業(yè)務而言，經(jīng)過話音編碼所得到的數(shù)字信號必須經(jīng)過調制才能實際傳輸。在無線通信系統(tǒng)中是利用載波來攜帶話音編碼信號，即利用話音編碼后的數(shù)字信號對載波進行調制，當載波的頻率按照數(shù)字信號“1”、“0”變化而對應地變化，這稱為移頻鍵控（FSK）；相應地，若載波相位按照數(shù)字信號“1”、“0”變化而對應地變化則稱之為移相鍵控（PSK）；若載波的振幅按照數(shù)字信號“1”、“0”變化而相應地變化，則稱之為振幅鍵控（ASK）。然而通常的FSK在頻率轉換點上的相位一般并不連續(xù)，這會使載波信號的功率譜產生較大的旁瓣分量。為克服這一缺點，一些專家先后提出了一些改進的調制方式，其中有代表性的調制方式是最小移頻鍵控（MSK）和高斯預濾波最小移頻鍵控（GMSK）

移動通信必須占有一定的頻帶，然而可供使用的頻率資源卻非常有限。因此，在移動通信中，有效地利用頻率資源是至關重要的。為了提高頻率資源的利用率，除了采用頻率再利用技術外，通過改善調制技術而提高頻譜利用率也是我們必須慎重考慮的一個問題。鑒于移動通信的傳播條件極其惡劣，衰落會導致接收信號電平急劇變化，移動通信中的干擾問題也特別嚴重，除鄰道干擾外，還有同頻道干擾和互調干擾，所以移動通信中的數(shù)字調制技術必須具有優(yōu)良的頻譜特性和抗干擾、抗衰落性能。目前在數(shù)字移動通信系統(tǒng)中廣泛使用的調制技術

1.連續(xù)相位調制技術這種調制技術的射頻已調波信號具有確定的相位關系而且包絡恒定，故也稱為恒包絡調制技術。它具有頻譜旁瓣分量低，誤碼性能好，可以使用高效率的C類功率放大器等特點。

屬于這一類的調制技術有平滑調頻（TFM）、最小移頻鍵控（MSK）和高斯預濾波最小移頻鍵控（GMSK）。其中高斯預濾波最小移頻鍵控（GMSK）的頻譜旁瓣低，頻譜利用率高，而其誤碼性能與差分移相鍵控（DPSK）差不多，因而得到了廣泛的應用

2.線性調制技術

包括二相移相鍵控（BPSK）、四相移相鍵控（QPSK）和正交振幅調制(QAM)等。這類調制技術頻譜利用率較高但對調制器和功率放大器的線性要求非常高，因此設計難度和成本較高。近年來，由于放大器設計技術的發(fā)展，可設計制造高效實用的線性放大器，才使得線性調制技術在移動通信中得到實際應用。上述兩類調制技術在數(shù)字移動通信中都有應用，歐洲的

GSM系統(tǒng)采用的是GMSK技術；而美國和日本的數(shù)字移動通信系統(tǒng)則采用了QPSK調制技術。

2.2數(shù)字頻率調制2.2.1移頻鍵控（FSK）調制

1.基本原理用基帶數(shù)據(jù)信號控制載波頻率，稱為移頻鍵控（FSK），二進制移頻鍵控記為2FSK。2FSK信號便是0符號對應于載頻ω1，1符號對應于載頻ω2（ω1≠ω2）的已調波形，而且ω1與ω2

之間的改變是瞬時完成的。根據(jù)前后碼元的載波相位是否連續(xù)，分為相位不連續(xù)的移頻鍵控和相位連續(xù)的移頻鍵控。2FSK調制的實現(xiàn)非常簡單，一般采用鍵控法，即利用受矩形脈沖序列控制的開關電路對兩個不同的獨立頻率源進行選通。2FSK信號的產生方法和波形如圖2.1所示。

1100f1f1f2f2數(shù)據(jù)波形(b)2FSK信號波形載波f2載波f1ss(t)eo(t)(a)2FSK信號的產生方法圖2.12FSK信號的產生方法和波形

根據(jù)以上對2FSK信號的產生原理的分析，已調信號的數(shù)學表達式可以表示為

(2.1)式中，g(t)為單個矩形脈沖，脈寬為Ts：

(2.2)是的反碼，若＝0，則＝1；若＝1，則＝0，于是(2.3)

n、θn分別是第n個信號碼元的初相位。令g(t)的頻譜為G(ω),an取1和0的概率相等，則e0(t)的功率譜表達式為(2.4)第一、二項表示FSK信號功率譜的一部分由g(t)的功率譜從0搬移到f1，并在f1處有載頻分量；第三、四項表示FSK信號功率譜的另一部分由g(t)的功率譜從0搬移到f2，并在f2處有載頻分量。FSK信號的功率譜如圖2.2所示?？梢钥吹?，如果（f2-f1）小于fs(fs＝1/Ts)，則功率譜將會變?yōu)閱畏?。FSK信號的帶寬約為

圖2.2FSK信號的功率譜2.2FSK信號的解調方法FSK信號的解調方法有包絡檢波法、相干解調法和非相干解調法等。相位連續(xù)時可以采用鑒頻器解調。包絡檢波法是收端采用兩個帶通濾波器，其中心頻率分別為f1和f2，其輸出經(jīng)過包絡檢波。如果f1支路的包絡強于f2支路，則判為“1”；反之則判為“0”。非相干解調時，輸入信號分別經(jīng)過對cosω1t和cosω2t匹配的兩個匹配濾波器，其輸出再經(jīng)過包絡檢波和比較判決。如果f1支路的包絡強于f2支路，則判為“1”；反之則判為“0”。相干解調的原理框圖如圖2.3。2.2.2最小頻移鍵控（MSK）調制

1.最小頻移鍵控調制原理（1）問題的引入

在實際應用中，有時要求發(fā)送信號具有包絡恒定、高頻分量較小的特點

圖2.32FSK相干解調移相鍵控信號PSK(4PSK、8PSK)的缺點之一是，沒能從根本上消除在碼元轉換處的載波相位突變，使系統(tǒng)產生強的旁瓣功率分量，造成對鄰近波道的干擾；若將此信號通過帶限系統(tǒng)，由于旁瓣的濾除而產生信號包絡起伏變化，為了不失真?zhèn)鬏敚瑢π诺赖木€性特性要求就過于苛刻。兩個獨立信源產生的2FSK信號，一般來說在頻率轉換處相位不連續(xù)，同樣使功率譜產生很強的旁瓣分量，若通過帶限系統(tǒng)也會產生包絡起伏變化。

OQPSK雖然消除了QPSK信號中的180°相位突變，但也沒能從根本上解決消除信號包絡起伏變化的問題。

為了克服以上缺點，需控制相位的連續(xù)性，這種形式的數(shù)字頻率調制方式，稱之為相位連續(xù)變化的(恒定包絡)頻移鍵控(CPFSK)。其一特例為最小(調制指數(shù))頻移鍵控（MSK）。每個碼元持續(xù)時間Ts內，頻率恰好引起π/2相移變化，而相位本身的變化是連續(xù)的。

（2）MSK信號

MSK信號可表示為《<（2.5）

式中：為載頻；為頻偏；為第k個碼元中的相位常數(shù)。而為第k個碼元的相位常數(shù)。而為第k個碼元的數(shù)據(jù)，分別表示二進制信息1和0，當ak＝+1時，信號頻率=當ak＝-1時，信號頻率=最小頻差（最大頻偏）：

（2.6）

即最小頻差等于碼元速率的一半設1/Ts＝fs，則調制指數(shù)

（3）第k個碼元期間內相位變化=《t<（2.7）

根據(jù)相位連續(xù)條件，要求在t＝kTs時刻滿足=（2.8）

即：

（2.9）

可得：

=（2.10）

取φk＝0；則式（2.10）=+++例如：

這里的φk不是每個碼元相位變化的終了值，而是線性變化的截距由式（2.5）知

=（2.11）

式中，ak＝±1；θ(0)＝0

式（2.11）說明，每個信息比特間隔（Ts）內載波相位變化為±π/2；而θk(t)-θ(0)隨t的變化規(guī)律，如圖2.4所示。

圖中正斜率直線表示傳“1”碼時的相位軌跡，負斜率直線表示傳“0”碼時的相位軌跡，這種由相位軌跡構成的圖形稱為相位網(wǎng)格圖(phasetrellis)。在每一碼元時間內，相對于前一碼元載波相位不是增加π/2，就是減少π/2，因此累計相位θk(t)在每碼元結束時必定為π/2的整倍數(shù)，在Ts的奇數(shù)倍時刻相位為π/2的奇數(shù)倍，在Ts的偶數(shù)倍時刻相位為π/2的偶數(shù)倍。

圖2.4MSK的相位網(wǎng)格圖

（4）MSK調制器圖2.5MSK調制器原理框圖MSK調制器的工作過程為：

①對輸入二進制數(shù)據(jù)信號進行差分編碼②經(jīng)串/并轉換，分成相互交錯一個碼元寬度的兩路信號Ik和Qk③用加權函數(shù)cos(πt/2Ts)和sin(πt/2Ts)分別對兩路數(shù)據(jù)信號Ik

和Qk進行加權④加權后的兩路信號再分別對正交載波cosωct和sinωct進行調制⑤將所得到的兩路已調信號相加，通過帶通濾波器，就得到MSK

信號

MSK解調，可用相干、非相干兩種方式

(5)MSK信號特點

①已調信號振幅是恒定的。②信號頻率偏移嚴格符合±1/4Ts，相位調制指數(shù)h＝1/2③以載波相位為基準的信號相位，在一個碼元期間內準確地按線性變化±π/2④在一個碼元(Ts)期間內，信號應是四分之一載波周期的整數(shù)倍⑤碼元轉換時刻，信號的相位是連續(xù)的，即信號波形無突變

2.2.3高斯最小移頻鍵控（GMSK）調制

MSK是二電平矩形基帶信號進行調頻得到的，MSK信號在任一碼元間隔內，其相位變化(增加或減小)為π/2，而在碼元轉換時刻保持相位是連續(xù)的。但MSK信號相位變化是折線，在碼元轉換時刻產生尖角，從而使其頻譜特性的旁瓣滾降不快，帶外輻射還相對較大。參見圖2.7及圖2.8。圖2.6GMSK調制器

圖2.7MSK類信號的相位轉移軌跡

圖2.8MSK信號的功率譜密度

為了解決這一問題，可將數(shù)字基帶信號先經(jīng)過一個高斯濾波器整形(預濾波)，得到平滑后的某種新的波形；之后再進行調頻，可得到良好的頻譜特性，調制指數(shù)仍為0.5。

由于高斯濾波器G(f)的沖激響應g(t)仍是高斯函數(shù)，并且g(t)的導數(shù)在(-∞，+∞)都是連續(xù)的。將高斯波形進行調頻，就可使功率譜高頻分量滾降變快。因此，將輸入端接有高斯低通濾波器的MSK調制器稱為高斯濾波最小移頻鍵控(GMSK)。圖2.6為GMSK調制器的原理圖。GMSK信號的產生可用簡單的高斯低通濾波器及FM調制器來實現(xiàn)。GMSK信號的解調可采用正交相干解調，也可采用鑒相器或差分檢測器。2.2.4MSK類調制的性能比較

1.已調信號的相位轉移軌跡

圖2.7給出了MSK類信號的相位轉移軌跡，它包括MSK、SFSK(正弦移頻鍵控)、TFM和GMSK。由圖可見，MSK信號在碼元轉換的時刻，雖然相位是連續(xù)的，但其相位轉移軌跡呈鋸齒狀；TFM信號的相位最為平滑，因此而得名平滑調頻；GMSK信號的相位轉移軌跡也比較平滑，所以，它的頻譜特性要比MSK好得多，也優(yōu)于SFBK。

2.已調信號的頻譜

對數(shù)字移動通信來說，調制方式的主要性能要求是節(jié)約頻帶和減少差錯概率。因此，要求調制信號的能量集中在頻譜主瓣內，旁瓣的功率要小，且滾降要快。圖2.8示出了MSK、GMSK與QPSK和DQPSK的功率譜。圖中Bb為高斯濾波器的3帶寬，Tb為碼元寬度，參變量BbTb稱為高斯濾波器的3dB歸一化帶寬。由圖可見，BbTb越小頻譜越集中。BbTb＝+∞時的GMSK就是MSK，它的主瓣寬于QPSK/DQPSK，但帶外高頻滾降要快一些。至于GMSK，滾降

特性大為改善。若信道帶寬為25kHz，數(shù)據(jù)速率為16kbit/s，當取BbTb＝0.25時，帶外輻射功率可比總功率小60dB。

在GSM系統(tǒng)中所使用的調制是BbTb＝0.25的GMSK技術，其調制速率是270.833kbit/s，使用的是Viterbi(維特比)算法進行的解調。3.誤碼率

(1)MSK相干解調

（2.12）

G(2)MSK（2.13）

式中，dmin是傳號信號與空號信號的最小距離。

圖2.9為MSK與GMSK的比特差錯概率。圖中fD是參變量，表示衰落速度。從圖中可以看出，在瑞利衰落信道環(huán)境下，MSK的性能優(yōu)于GMSK。若與QPSK類信號相比較（如圖2.10所示），MSK與QPSK的比特差錯率相同。在瑞利衰落環(huán)境下，π/4-QPSK的性能優(yōu)于GMSK。

圖2.9MSK信號的比特差錯概率圖2.10QPSK類信號的比特差錯概率2.3數(shù)字相位調制

2.3.1絕對移相鍵控（BPSK）和相對移相鍵控（DPSK）調制BPSK就是絕對移相鍵控、亦即二相移相鍵控。DPSK則是差分移相鍵控，亦稱相對移相鍵控。BPSK和DPSK都是二相制即用二進制數(shù)字信號來控制載波的相位

0tt01011001010t0π00πππ000t0π0000ππ0數(shù)據(jù)BPSK波形DPSK波形載波圖2.11BPSK和DPSK波形圖從圖中可以看出：BPSK的主瓣寬度為2/Tb，并有較大和較多的旁瓣，這是不連續(xù)相位調制波形的特點，由于在信號“1”、“0”交替轉換處，相位有突變（或叫突跳），因此旁瓣大。頻譜效率：信號傳輸速率/帶寬=

＝0.5b/s（每赫）

即每赫茲帶寬傳輸0.5b/s，若以基帶帶寬來計算，那就是每赫茲1b/s。

BPSK在解調時存在相位模糊問題，實際上較少采用，常用的是DPSK調制。

DPSK檢測是根據(jù)后一碼元對前一碼元的相位差進行的，即以前一碼元的相位為參考點

圖2.12BPSK的頻譜

BPSK的調制器非常簡單，只要把數(shù)字信號與載波頻率Acosω0t相乘即可。不過這里數(shù)字信號的“0”要用“-1”來表示（在數(shù)字通信中，符號“1”用“+1”來表示，“0”則用“-1”來表示），所以它的調制器如圖2.13所示。數(shù)字信號載波調制信號圖2.13BPSK調制

解調有兩種方法，一種稱為相干解調，另一種稱為非相干解調。相干解調即在接收機中產生一個與收到的載波信號同頻同相的參考載波信號，稱為相干載波。將它與收到的信號相成后，再積分采樣判決。如果收到的信號與載波信號同相，則相成為正值，積分后采樣必為一大于0的值，即可判為“1”。如果收到的信號與參考信號相反，則相乘之后必為負值，積分采樣后判為“0”，因此解調完成。但此時從信號中提取的參考載波相位有可能不是真正與發(fā)方載波同相，而正好是相反的，故存在相位模糊的問題。DPSK的調制規(guī)則和BPSK一樣，只是它以前一比特的相位為參考，因此只要在BPSK的調制器前加一個差分編碼器就可以。這個差分編碼器符合如下規(guī)則：=式中，dk為差分編碼器輸出；dk-1為差分編碼器前一比特的輸出；bk為調制信號的輸入

為了節(jié)約帶寬，很少采用2DPSK，而采用4DPSK,它相當于只傳輸1/2fs的信息流，對于8kb/s來說，只要采用12.5kHz的信道寬度就可以了，再高的進制會使誤碼性能變壞，所以一般不采用。2.3.2QPSK、OQPSK、π/4-QPSK和π/4-DQPSK調制1.正交移相鍵控（QPSK）調制正交移相鍵控（QPSK）調制，也稱四相移相鍵控（4PSK）調制。它具有4種相位狀態(tài)，各對應于四進制的4組數(shù)據(jù)，即00，01，10，11。如圖2.14(b)所示。2.交錯正交（或四相）移相鍵控（OQPSK）調制

交錯正交移相鍵控（OQPSK）調制是I、Q兩支路在時間上錯開一個碼元的時間Tb進行調制，這樣可以避免在QPSK兩支路中碼元轉換總是同時的，使載波可能會產生±π的相位跳變。

3.π/4四相移相鍵控（π/4-QPSK）調制

π/4-QPSK調制是在移動通信上獲得較多應用的一種調制。是相位只有±π/4、±3π/4的四相調制。

π/4-QPSK的調制器的簡化方框圖如圖2.17所示

首先二進制的數(shù)據(jù)經(jīng)串/并變換為兩個并行的數(shù)據(jù)流，此并行數(shù)據(jù)流通常各自經(jīng)過差分編碼器以構成差分π/4-QPSK，或叫π/4-DQPSK。并行的兩個信號流SI及SQ通過信號形成電路，輸出uk與vk在信號的每一比特周期中，除和SI和SQ有關外，還和前一比特狀態(tài)uk-1與vk-1有關，即：

(2.14)式中的θk則由當前的符號SI及SQ的信息按下列關系確定，即：當SISQ為“11”時，

=π/4；當SISQ為“01”時，

=3π/4；當SISQ為“00”時，

=－3π/4當SISQ為“10”時，

=－π/4。

4.π/4差分四相移相鍵控（π/4-DQPSK）調制π/4-DQPSK是對QPSK信號特性改進后的一種調制方式。主要是將QPSK的最大相位跳變±π，降為±3π/4，這樣就改善了π/4-DQPSK的頻譜特性。

圖2.19π/4-DQPSK的相位關系

11π/41/1/－113π/4－1/1/－1－1－3π/4－1/－1/1－1－π/41/－1/表2.1π/4－DQPSK的相位跳變規(guī)則上述規(guī)則決定了在碼元轉換時刻的相位跳變量只有±π/4和±3π/4這4種取值。而從π/4-DQPSK的相位關系圖中可看出信號的相位跳變必定在圖4.39中的“○”組和“×”組之間跳變。在相鄰碼元，僅會出現(xiàn)從“○”組到“×”組相位點（或從“×”組到“○”組）的跳變，而不會在同組內跳變。同時也可以看到Uk和Vk只可能有0、±1/和±1等5種取值，它們分別對應于圖2.19中的8個相位點的坐標值。

2.4平滑調頻（TFM）和通用平滑調頻（GTFM）

2.4.1平滑調頻（TFM）

新的數(shù)字調制方法中使用較早的是平滑調頻（TFM），是從快速移頻鍵控（MSK）發(fā)展來的。TFM的發(fā)明是對MSK的進一步改進，MSK雖然有較窄的主瓣和較小的旁瓣，但有些情況仍然滿足不了要求。原因是它在碼元交替處的相位雖是連續(xù)的，但它仍然有一個銳轉折點。平滑調頻的改進思想是將相位的銳轉折處加以平滑，這種平滑與GMSK的濾波方法不同，除了減小銳轉折以外，還減小相位的變化率。因為在移相鍵控中信號從“0”變到“1”，已調信號相應從π變到0，或從0變到π（指二相；若四相時，可以有4種最終相位（即90°、180°、270°和360）。

對于正弦信號，相位的時間微分就是頻率的變化。當相位成直線變化時，頻移是常數(shù)，且頻率移動最小，故稱這種DPSK為MSK或FFSK。由于FFSK的相位在轉折處仍有不連續(xù)，見圖2.20。這些不連續(xù)處是發(fā)散點，也就是頻率急劇變化的點，因而會產生較大的帶外輻射，形成較嚴重的鄰道干擾。有資料計算，對于16kb/s的碼元，它對25kHz鄰道間隔的中頻通帶邊緣的功率密度為-14dB。

圖2.20TFM的相位變化

TFM是把FFSK的相位轉折處加以平滑，如圖2.20的實線部分，這樣就使帶外輻射大為減小。根據(jù)計算，此時同樣傳輸速率的鄰道通帶邊緣的功率密度降至-67dB，使用非線性放大器時，TFM的頻譜不僅不受影響，而且還可以使用與模擬調頻同樣的射頻和中頻電路。另外，接收機的靈敏度和在有、無衰落條件下的誤碼性能都是良好的，因此，TFM適用于窄帶數(shù)字話音調制方式。圖2.21是TFM信號產生示意圖，而圖2.22是幾種調制的頻譜比較，可見，MSK的帶外輻射最大。圖2.21TFM信號產生示意圖圖2.22幾種調制的頻譜比較

2.4.2通用平滑調頻（GTFM）

通用平滑調頻（GTFM）是TFM的一種延伸或通用化，它與TFM的不同是對前置濾波器中的相干編碼器選擇了不同參數(shù)的組合，如圖2.23所示，其相干編碼器中有α和β兩個參數(shù)，只有選擇不同的α和β就可得到GTFM信號，而α和β取值范圍為0～1間，當α＝0.25，β＝0.5時，GTFM就是TFM信號，即TFM是GTFM的一種特例。所以改變α和β值所產生的信號叫通用平滑調頻（GTFM）。圖2.23GTFM信號的產生采用GTFM可使頻帶利用與抗干擾性能得到折衷以做到檢測，非相干檢測時誤碼率性能達到優(yōu)化，還能使頻譜特性保持和TFM類似。

GTFM（包括TFM）可用相干解調，也可用非相干解調，它的非相干解調如圖2.24所示，中頻信號輸入經(jīng)鑒頻濾波后，再通過解碼器就得到原數(shù)據(jù)。

圖2.24GTFM非相干解調器2.5正交振幅調制（QAM）

正交振幅調制（QAM：QuadratureAmplitudeModulation）又稱正交雙邊帶調制。是將兩路獨立的基帶波形分別對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，所得到的兩路已調信號疊加起來的過程，稱為正交振幅調制。在QAM系統(tǒng)中，由于兩路已調信號在相同的帶寬內頻譜正交，可以在同一頻帶內并行傳輸兩路數(shù)據(jù)信息，因此，其頻帶利用率和單邊帶系統(tǒng)相同，QAM方式一般用于高速數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中。在QAM方式中，基帶信號可以是二電平的，又可以是多電平的，若為多電平時，就構成多進制正交振幅調制。

其原理圖為：圖2.25正交幅度調制信號的產生和解調A路的基帶信號與載波相乘，形成抑制載波的雙邊帶調幅信號

（2.15）

B路基帶信號與載波相乘，形成另一路抑制載波的雙邊帶調幅信號（2.16）

于是兩路合成的輸出信號為（2.17）

由于A路的調制載波與B路的調制載波相位相差90°，所以形成兩路正交的頻譜，故稱為正交調幅。正交調幅系統(tǒng)的功率譜示意圖如圖2.26所示。由圖可以看出，這種調制方法的A、B兩路都是雙邊帶調制，但兩路信號同處于一個頻段之中，所以可同時傳輸兩路信號，故頻帶利用率是雙邊帶調制的兩倍，即與單邊帶方式或基帶傳輸方式的頻帶利用率相同。

圖2.26正交調幅功率譜示意

正交幅度調制信號的解調必須采用相干解調方法，解調原理如圖2.25所示。假定相干載波與信號載波完全同頻同相，且假設信道無失真、帶寬不限、無噪聲，則兩個解調乘法器的輸出分別為經(jīng)低通濾波器濾除高次諧波分量，上、下兩個支路的輸出信號分別為經(jīng)判決合成后即為原數(shù)據(jù)序列。這樣，就可以實現(xiàn)無失真的波形傳輸

圖2.27正交調幅信號產生的矢量表示

為了更進一步說明正交調幅信號的特點，我們還可以從已調信號的相位矢量表示方法來討論。為了討論方便我們將正交調幅信號產生電路框圖重畫于圖2.27。由圖3－36（b）所示抑制載頻雙邊帶調幅的信號波形可以看出，對應-1或+1信號的已調波信號相位相差180°。如圖2.27所示，對正交幅度的A路的“1”對應于0°相位，A路的“0”則對應于180°相位，而B路載波與A路相差90°，則B路的“1”對應于90°相位，B路的“0”則對應于270°相位。A、B兩路調制輸出經(jīng)合成電路合成，則輸出信號可有四種不同相位，各代表一組AB的組合，即AB二元碼組。AB二元碼共有四種組合，即00，01，11，10。這四種組合所對應的相位矢量關系如圖2.28（a）所示。圖中所示的對應關系是按格雷碼規(guī)則變換的，這種變換的優(yōu)點是相鄰判決相位的碼組只有一個比特的差別，相位判決錯誤時只造成一個比特的誤碼，所以這種變換有利降低傳輸誤碼率。圖2.28正交調幅信號的矢量和星座表示

QAM的星座圖表示圖2.2916QAM星座圖

第3章移動通信的電波傳播與干擾

3.1移動通信的電波傳播

3.2噪聲

3.3干擾

3.4分集技術

3.1移動通信的電波傳播

3.1.1電波傳播方式及特點

電磁波從發(fā)射機發(fā)出，傳播到接收天線，可以有不同的傳播方式，主要的傳播方式有如圖3.1所示的四種

圖3.1無線電波的幾種主要傳播方式

地波傳播：是一種沿著地球表面?zhèn)鞑サ碾姶挪?，稱為地面波或表面波傳播，簡稱地表波。天波傳播：電波向天空輻射并經(jīng)電離層反射回到地面的傳播方式稱為天波傳播，也稱電離層傳播。直射波傳播：電波從發(fā)射天線直射到接收天線的傳播方式，稱為直射波傳播，有時也稱視距傳播或視線傳播。散射傳播：這種傳播主要是由于電磁波投射到大氣層（如對流層）中的不均勻氣團時產生散射，其中一部分電磁波到達接收地點。電磁波的波長不同，傳播方式與特點也不一樣。但電磁波在傳播過程中有些特性，主要有下列幾點：

1.電波在均勻媒質中沿直線傳播一般輻射到空間的電磁波都是球面波，即以場源為中心的球面上電場的大小、相位都相同。但是當我們僅考慮離開場源很遠的一小部分空間范圍內的波面時，可以近似地看成均勻平面波。在均勻媒質中，電波的各射線的傳播速度相同，傳播過程中各射線互相平行，電磁場方向不變，所以傳播方向不變，即按原先的方向直線向前傳播。2.能量的擴散與吸收當電磁波離開天線以后，向四面八方擴散，隨著傳播距離的增加，電磁波能量分布在越來越大的面積上，由于天線輻射的總能量一定，因此分布的面積越大，則通過單位面積上的能量就越小。所以離開天線的距離越遠，空間的電磁場就越來越弱。假若發(fā)射天線置于自由空間（一個無任何能反射或吸收電磁波物體的無窮大空間）中，若此天線無方向性，輻射功率為Pr瓦，則距輻射天線d米處的電場強度E0為：（V/m）

（3-1）

式(3-1)表明，電場強度與傳播距離成反比，這種隨著傳播距離的增加而電場強度逐漸減弱的現(xiàn)象，完全是由電波在自由空間中能量的擴散而引起的。

實際情況下，電磁波在大氣中傳播時，會遇到各種有損耗的介質、導體或半導體，因而損耗了一部分能量。這種現(xiàn)象叫做電磁波能量吸收。因此當考慮了電波吸收后，空間任一點場強的大小將小于(3-1)式的值。3.反射與折射當電波由一種媒質傳到另一種媒質時，在兩種媒質的分界面上，傳播方向要發(fā)生變化，產生反射與折射現(xiàn)象。

AC入射波反射波媒質1媒質2B(a)反射入射波折射波媒質1媒質2(b)折射圖3.2電波的反射與折射θ1θ2BACθ1θ2當電波在兩種媒質分界面上改變傳播方向以后，又返回到原來的媒質，這種現(xiàn)象稱為反射，如圖3.2（a）所示。電磁波的反射和光的反射一樣，符合反射定律，即入射角等于反射角，即電波在分界面改變傳播方向進入第二種媒質中傳播，這種現(xiàn)象稱為折射，如圖3.2（b）所示，它同樣遵守光學折射定理，即

（3-2）

上式中，v1、v2分別為電波在媒質1和媒質2中的傳播速度，和是媒質1和媒質2的介電常數(shù)。因此，當兩種媒質的介電常數(shù)相差越大時，電波在它們中傳播速度相差也就越大，引起的電波傳播方向的變化也就越大。

4.電波的干涉由同一波源所產生的電磁波，經(jīng)過不同的路徑到達某接收點，則該接收點的場強由不同路徑來的電波合成。這種現(xiàn)象稱為波的干涉，也稱作多徑效應。圖3.3中示出的接收點C的場強是由直射波和地面反射波合成的，形成干涉。合成電場強度與各射線電場的相位有密切關系，當它們同相位時，合成場強最大；當它們反相時，合成場強最小。所以當接收點不同時，合成場強也是變化的。

5.繞射現(xiàn)象電波在傳播過程中有一定繞過障礙物的能力，這種現(xiàn)象稱為繞射。由于平面波有一定的繞射能力，所以能夠繞過高低不平的地面或有一定高度的障礙物，然后到達接收點。這也就是在障礙物后面有時仍能收到無線電信號的原因。電波的繞射能力與電波的波長有關，波長越長，繞射能力越強，波長越短，則繞射能力越弱。

3.1.2幾個常用各詞的含義

1.分貝（dB）分貝（dB）是一個相對計量單位。其實，其基本單位是貝爾，它是一個以10為底的對數(shù)，但由于其單位較大，故我們常以它的1/10的值來作常用單位，這就是分貝。首先來討論功率分貝。圖3.4（a）所示網(wǎng)絡，它的輸入功率Pi為1瓦，輸出功率Po為2瓦，亦即功率放大倍數(shù)為2，以貝爾表示的增益則為增益＝lg(Po/Pi)＝lg(2/1)＝3.0103（貝爾）

由于1貝爾＝10分貝，故

Pi=1W網(wǎng)絡絡Po=2W（a）3dB增益

Pi=2W網(wǎng)絡絡Po=1W

（b）3dB衰耗

圖3.4網(wǎng)絡增益與衰耗增益（dB）＝10lg(Po/Pi)＝3.0103（dB）或近似為3分貝的增益。圖3.4（b）所示網(wǎng)絡，輸入功率是2瓦，輸出功率是1瓦，則網(wǎng)絡衰耗為衰耗（dB）＝10lg(Pi/Po)＝3.0103（dB）在圖（b）所示情況下，網(wǎng)絡衰耗約3dB或者說增益為-3dB。

由于功率P＝U2/R，所以增益＝10lg(Po/Pi)＝20lg(Uo/Ui)。推而廣之，此式也適用于任何兩點上的電壓，上式可寫成：

（3-3）

需要指出的是：當使用上面公式時，應記住它們必須在相同阻抗情況下才有意義，也就是說，這兩式雖以電壓或電流的形式出現(xiàn)，但其本質上還是表示了兩點的功率差異。因為其分子、分母中的電阻R值相同，被約掉了。2.分貝毫瓦（dBm）與分貝瓦（dBW）前面所述的分貝（dB）是一個相對的單位。不能表示絕對電平，例如不能說一個放大器的輸出是20dB，但可以說放大器增益為20dB。為了給出絕對電平的概念，采用了分貝毫瓦（dBm）和分貝瓦（dBW）的單位。

為相對于1毫瓦的功率電平，即以1毫瓦的功率為參考的分貝，10lgPo/Pi中的Pi固定等于1mW，故dBm公式可寫為

功率（dBm）＝10lg（3-4）

若Po為lmW，以dBm表示時即為0dBm。有時也采用分貝瓦（dBW），它定義以1瓦為參考的分貝值，dBW公式可寫為功率（dBW）＝10lg（3-5）

3.分貝毫伏（dBmV）與分貝微伏（）分貝毫伏（dBmV）是絕對分貝計量單位，廣泛用在視頻傳輸中。一個電壓可以用高于或低于1毫伏電壓的分貝數(shù)來表示，此分貝數(shù)可以說成是以分貝毫伏（dBmV）計的電平。需要指出的是該電壓是在標準電阻75Ω上測得的電壓有效值，即電壓電平（dBmV）＝

（3-6）

或dBmV=20lgU，U是75Ω上以毫伏表示的電壓。在高頻傳輸中，有時用分貝微伏（）來表示電壓電平，用公式可寫成電壓電平（）＝ （3-7）或＝20lgU

，U是75Ω上以微伏表示的電壓。

4.接收機輸入電壓與輸入功率如圖3.5所示，若把內阻為RS的高頻信號發(fā)生器接到接收機輸入端，若接收機輸入電阻Ri與RS相等，即RS=Ri=R，則接收機輸入端上的實際電壓為信號源電壓Us之半。但是接收機輸入電壓卻定義為Us，亦即是信號發(fā)生器輸出端的開路電壓。在信道計算中，常以來表示電壓，如果圖中Us單位為伏，以表示時為

圖3.5接收機輸入電壓與輸入功率含義～Us/2Ri=RsRsUsRi信號產生器接收機Us()＝20lg＝20lgUs+120（3-8）

而接收機輸入功率PR為

（3-9）

若以dBm表示則為

PR(dBm)＝10lg＝20lgUs-10lgR+24上式中Us單位是伏，R單位是歐姆。

5.電場強度與電壓移動通信系統(tǒng)中大多采用線天線，其接收的電場強度是指有效長度為1米的天線所感應的電壓值，單位為V/m。為了求出半波振子所產生的電壓，必須先求出其天線的有效長度。半波振子天線上的電流分布如圖3.6所示，呈余弦分布（點劃線所示），中心饋電點電流最大。如果另有一個假設天線，它的電流分布是均勻的，而且等于半波振子天線電流的最大值，它形成圖中虛線所示的矩形。如令矩形面積等于半波振子天線余弦曲線圍繞的面積，則這個假設天線的長度就是半波振子天線的有效長度，計算結果等于λ/π。由半波振子感應電壓Us等于天線有效長度與電場強度之乘積，即（3-11）

圖3.6半波振子天線的有效長度

因為半波振子的阻抗是73.1Ω，所以半波振子天線（簡稱半波天線）可以與一個電壓為，內阻為73.1Ω的信號源相等效。而接收機的輸入阻抗通常是50Ω，它們并不完全匹配，為此要加入一阻抗匹配網(wǎng)絡，如圖3.7所示。接收機輸入端電壓為，用開路電壓表示為

，即

（V）

（3-12）

上式中E單位為V/m，λ單位為米。如果場強用每米分貝微伏（）表示，電壓用分貝微伏（），則下式表示：

Us()＝E＋20lg-（3-13）

6.場強中值場強中值在移動信道計算或場強測試中非常有用，因為接收信號的場強是隨機變化的，即使是在同一地點接收同一信號，場強瞬時值也是變化的，如圖3.8所示。圖中E0為場強中值，即高于E0的時間總和與低于E0時間總和相等，即滿足：T1+T3+T5+T7+T9=T2+T4+T6+T8+T10這樣，在觀察時間T足夠長，E0為E1或E2場強中值，即具有50%概率的場強值稱為場強中值。

圖3.7使用半波天線時接收機輸入電路

7.衰落深度僅用場強中值不足以反映電場強度隨機起伏情形，例如圖3.8中E1和E2兩條曲線，它們中值相等，但起伏的高度不同，很明顯，E1比E2起伏大，也稱E1衰落深度較大。通常定義接收場強值與中值電平之差為衰落深度，即以中值為參考電平，實際中常用分貝數(shù)表示，用公式表示為：衰落深度(dB)＝20lg（3-14）

式中：E1——接收場強值、E0——場強中值。一般在移動信道中，衰落深度達20～30dB。

圖3.8場強中值3.1.3移動環(huán)境中電波傳播特點移動通信與固定通信的不同即在于通信時電臺所處的環(huán)境是移動的，這時電臺天線所收到的電磁波場強有著嚴重的衰落和相當大的多徑時延以及多普勒頻移。它對移動通信影響很大，分別敘述如下：1.

1.

電波信號的衰落通過實際測量，可以發(fā)現(xiàn)所收到的場強振幅有著迅速的隨機變化，它的變化速率與車速及電波波長有關，其變化范圍可達到數(shù)十分貝，如圖3.9所示。

圖3.9移動臺天線所接收的信號振幅

圖上的信號是移動臺工作于900MHz，在1秒內行進10.7米時所收到的情況。這種起伏稱為信號的衰落。振幅每起伏一次稱為衰落一次，衰落的平均速度為2v/λ，（v為車速，λ為波長），衰落一次的平均距離為λ/2。這種衰落稱為快速衰落。從圖3.9中可以看出衰落的幅度（起伏的差值）可達10分貝以上，在某些環(huán)境甚至可高達30分貝。快衰落是由于接收天線收到來自同一發(fā)射源，但經(jīng)周圍地形地物的反射或散射而從各方向來的不同路徑的電波，當天線移動時，這些電波之間的相對相位（即相位差）要發(fā)生變化，因而總合成的振幅就發(fā)生了起伏，所以也稱為多徑衰落。在車輛行進時，還會發(fā)現(xiàn)信號的振幅除了快衰落以外，還有一種較緩慢地起伏，即快衰落疊加于這一緩慢起伏之上。這慢起伏稱為慢衰落。它是由于地形地物的沿途變化，車行到某處，電波的一部分受到遮擋，或由于某些強烈的反射出現(xiàn)或消失而產生的。因此這種慢衰落又稱為陰影衰落。它們對移動通信的影響是很大的，不論模擬信號或數(shù)字信號都必須考慮這兩種衰落的影響。2.電波信號的多徑時延移動臺所收到的是多徑信號，它是同一信號通過不同路徑而到達接收天線的，因而它到達的時間先后和強度會有所不同（電波走的路程長短不同，所以到達時間有先后，遭到的衰減也不同）。當發(fā)射臺發(fā)送一個脈沖信號時，收到的可以是多個脈沖的綜合結果，如圖3.10所示。不同路徑傳來的脈沖到達接收天線時，相對于路徑最短的那個脈沖（往往也是最強的）有著不同的時間差，這個差值稱為多徑時延，或叫差分時延。多個不同的時延構成了多徑時延的擴展△，如圖3.10（b）所示。這里的多徑時延擴展只是從概念上說的，后面還將討論它的嚴格定義。時延擴展Δ的數(shù)值在陸地環(huán)境下約為數(shù)微秒，隨環(huán)境地形地物的狀況而不同，一般它與頻率無關，它對數(shù)字移動通信有著極其重要的影響。3.多普勒效應當移動臺對于基站有相對運動時，收到的電波將發(fā)生頻率的變化，此變化稱為多普勒頻移。頻移之值Δf=

（v/λ）cosθ，它與車速v成正比，與波長λ成反比，θ為車運動的方向與指向基站的直線所成的夾角。當運動方向朝向基站時，Δf為正；反之為負。Δf的最大值為v/λ，記為fm，稱為最大多普勒頻偏。如果車速不高，則此值不大，一般小于設備的頻率穩(wěn)定度，影響可以忽略。但對于一些高速的移動體，例如在航空移動通信中由于飛機速度很高，必須考慮它的一些。需指出的是：以上敘述雖然是基站發(fā)射、移動臺接收的情況，但根據(jù)互易原理，當移動臺發(fā)射、基站接收時，所討論的結果是一樣的。還需指出的是：當固定通信時（或移動臺靜止時通信），雖然多徑傳播仍然存在，但由于靜止，所收到的信號沒有快衰落的現(xiàn)象，只有由于大氣參數(shù)（如溫度、濕度、壓力等）的緩慢變化而引起折射的變化，也可能構成電波幅度對時間作緩慢地慢衰落（注意，它不同于前述移動地點而變得陰影衰落）。唯一的例外是當有強烈反射的移動體經(jīng)過附近（例如，會反射電波的車輛或飛機等），且干擾到接收機的電波時，會有短暫的快衰落。多徑時延擴展在固定通信時當然存在，但它這時是固定數(shù)值而不再隨機變化了。多普勒頻移則不再存在。因此固定通信的情況比移動通信的簡單得多。

3.1.4陸地移動通信的場強計算1.地形、地物分類（1）地形的分類與定義為了計算移動信道中信號電場強度中值(或傳播損耗中值)，可將地形分為兩大類，即中等起伏地形和不規(guī)則地形，并以中等起伏地形作傳播基準。所謂中等起伏地形是指在傳播路徑的地形剖面圖上，地面起伏高度不超過20m，且起伏緩慢，峰點與谷點之間的水平距離大于起伏高度。其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陸混合地形等統(tǒng)稱為不規(guī)則地形。由于天線架設在高度不同的地形上，天線的有效高度是不一樣的。（例如，把20m的天線架設在地面上和架設在幾十層的高樓頂上，通信效果自然不同。）因此必須合理規(guī)定天線的有效高度，其計算方法參見圖3.11。若基站天線頂點的海拔高度為hts，從天線設置地點開始，沿著電波傳播方向的3km到15km之內的地面平均海拔高度為hga，則定義基站天線的有效高度為

hb=hts－h(huán)ga

（3－15）若傳播距離不到15km,hga是3km到實際距離之間的平均海拔高度。移動臺天線的有效高度hm總是指天線在當?shù)氐孛嫔系母叨取?/p>

（2）地物(或地區(qū))分類不同地物環(huán)境其傳播條件不同，按照地物的密集程度不同可分為三類地區(qū)：①開闊地。在電波傳播的路徑上無高大樹木、建筑物等障礙物，呈開闊狀地面，如農田、荒野、廣場、沙漠和戈壁灘等；②郊區(qū)。在靠近移動臺近處有些障礙物但不稠密，例如，有少量的低層房屋或小樹林等；③市區(qū)。有較密集的建筑物和高層樓房。

當然，上述三種地區(qū)之間都是有過渡區(qū)的，但在了解以上三類地區(qū)的傳播情況之后，過渡區(qū)的傳播情況就可以大致地估計出來。2.中等起伏地形上傳播損耗的中值

（1）市區(qū)傳播損耗的中值在計算各種地形、地物上的傳播損耗時，均以中等起伏地上市區(qū)的損耗中值或場強中值作為基準，因而把它稱作基準中值或基本中值。由電波傳播理論可知，傳播損耗取決于傳播距離d、工作頻率f、基站天線高度hb和移動臺天線高度hm等。在大量實驗、統(tǒng)計分析的基礎上，可作出傳播損耗基本中值的預測曲線。如圖3.12給出了典型中等起伏地上市區(qū)的基本中值Am(f,d)與頻率、距離的關系曲線。圖上，縱坐標刻度以dB計，是以自由空間的傳播損耗為0dB的相對值。換言之，曲線上讀出的是基本損耗中值大于自由空間傳播損耗的數(shù)值。由圖可見，隨著頻率升高和距離增大，市區(qū)傳播基本損耗中值都將增加。圖中曲線是在基準天線高度情況下測得的，即基站天線高度hb＝200m，移動臺天線高度hm＝3m。

如果基站天線的高度不是200m,則損耗中值的差異用基站天線高度增益因子Hb(hb,d)表示。圖

3.13(a)給出了不同通信距離d時，Hb(hb,d)與hb的關系。顯然，當hb＞200m時，Hb(hb,d)＞0dB；反之，當hb＜200m時，

Hb(hb,d)＜0dB。

同理，當移動臺天線高度不是3m時，需用移動臺天線高度增益因子Hm(hm,f)加以修正，參見圖

3.13(b)。當hm＞3m時，Hm(hm,f)＞0dB；

反之，當hm＜3m時，Hm(hm,f)＜0dB。由圖3.13(b)還可見，當移動臺天線高度大于5m以上時，其高度增益因子Hm(hm,f)不僅與高度、頻率有關，而且還與環(huán)境條件有關。例如，在中小城市，因建筑物的平均高度較低，它的屏蔽作用較小，當移動臺天線高度大于4m時，隨天線高度增加，天線高度增益因子明顯增大；當移動臺天線高度在1～4m范圍內，Hm(hm,f)受環(huán)境條件的影響較小，移動臺天線高

度增加一倍時，Hm(hm,f)變化約為3dB。

此外，市區(qū)的場強中值還與街道走向（相對于電波傳播方向）有關?？v向路線（與電波傳播方向相平行）的損耗中值明顯小于橫向路線（與電波傳播方向相垂直）的損耗中值。這是由于沿建筑物形成的溝道有利于無線電波的傳播（稱為溝道效應），使得在縱向路線上的場強中值高于基準場強中值，而在橫向路線上的場強中值低于基準場強中值。圖3.14給出了它們相對于基準場強中值的修正曲線。（2）郊區(qū)和開闊地損耗中值郊區(qū)的建筑物一般是分散、低矮的，故電波傳播條件優(yōu)于市區(qū)。郊區(qū)場強中值與基準場強中值之差稱為郊區(qū)修正因子，記作Km，它隨頻率和距離的關系如圖3.15所示。由圖可知，郊區(qū)場強中值大于市區(qū)場強中值?；蛘哒f，郊區(qū)的傳播損耗中值比市區(qū)傳播損耗中值要小。圖3.16給出的是開闊地、準開闊地（開闊地與郊區(qū)間的過渡區(qū)）的場強中值相對于基準場強中值的修正曲線。Q0表示開闊地修正因子，表示準開闊地修正因子。顯然，開闊地的傳播條件由于市區(qū)、郊區(qū)及準開闊地，在相同條件下，開闊地上場強中值比市區(qū)高達20dB。

為了求出郊區(qū)、開闊地及準開闊地的損耗中值，應先求出相應的市區(qū)傳播損耗中值，然后再減去由圖3.15或圖3.16查得的修正因子即可。

3.不規(guī)則地形上傳播損耗的中值

對于丘陵、孤立山岳、斜坡及水陸混合等不規(guī)則地形，其傳播損耗計算同樣可以采用場強中值修正的辦法。下面分別予以介紹。

（1）丘陵地的修正因子Kh

丘陵地的地形參數(shù)用地形起伏高度Δh表征。它的定義是：自接收點向發(fā)射點延伸10km的范圍內，地形起伏的90%與10%的高度差(參見圖3.17(a)上方)即為Δh。這一定義只適用于地形起伏達數(shù)次以上的情況，對于單純斜坡地形將用后述的另一種方法處理丘陵地的場強中值修正因子分為兩項：一是丘陵地平均修正因子Kh；二是丘陵地微小修正因子Khf。由圖3.17（a）是丘陵地平均修正因子Kh（簡稱丘陵地修正因子）的曲線，它表示丘陵地場強中值與基準場強中值之差。由圖可見隨著丘陵地起伏高度（Δh）的增大，由于屏蔽影響的增大，傳播損耗隨之增大，因而場強中值隨之減小。此外，可以想到在丘陵地中，場強中值在

起伏地的頂部與谷部的微小修正值曲線。圖中，上方畫出了地形起伏與電場變化的對應關系，頂部處修正值Khf（以dB計）為正，谷部處修正值Khf為負。

（2）孤立山岳修正因子Kjs

當電波傳播路徑上有近似刀刃形的單獨山岳時，若求山背后的電場強度，一般可從相應的自由空間場強中減去刃峰繞射損耗即可。但對天線高度較低的陸地上移動臺來說，還必須考慮障礙物的陰影效應和屏蔽吸收等附加損耗。由于附加損耗不易計算，故仍采用統(tǒng)計方法給出的修正因子Kjs曲線。圖3.18給出的是適用于工作頻段為450~900MHz、山岳高度在110~350m范圍，由實測所得的弧立山岳地形的修正因子Kjs的曲線。其中，d1是發(fā)射天線至山頂?shù)乃骄嚯x，

d2是山頂至移動臺的水平距離。圖中，Kjs是針對山岳高度H=200m所得到的場強中值與基準場強的差值。如果實際的山岳高度不為200m時，上述求得的修正因子Kjs還需乘以系數(shù)α，計算α的經(jīng)驗公式為

（3－16）

式中，H的單位為m。

（3）斜波地形修正因子Ksp

斜坡地形系指在5~10km范圍內的傾斜地形。若在電波傳播方向上，地形逐漸升高，稱為正斜坡，傾角為+θm；反之為負斜坡，傾角為-θm，如圖3.19的下部所示。圖3.19給出的斜坡地形修正因子的Ksp曲線是在450MHz和900MHz頻段得到的，橫坐標為平均傾角，以毫弧度（mrad）作單位。圖中給出了三種不同距離的修正值，其它距離的值可用內插法近似求出。此外，如果斜坡地形處于丘陵地帶時，還必須增加由Δh引起的修正因子Kh。

（4）

水陸混合路徑修正因子KS

在傳播路徑中遇到有湖泊或其它水域，接收信號的場強往往比全是陸地時要高。為估算水陸混合路徑情況下的場強中值，用水面距離與全程dSR距離d的比值作為地形參數(shù)。此外，水陸混合路徑修正因子的KS大小還與水面所處的位置有關。圖3.20中，曲線A表示水面靠近移動臺一方的修正因子，曲線B（虛線）表示水面靠近基站一方時的修正因子。在同樣dSR/d情況下，水面位于移動臺一方的修正因子KS較大，即信號場強中值較大。如果水面位于傳播路徑中間時，應取上述兩條曲線的中間值。

4.任意地形地區(qū)的傳播損耗中值

我們已經(jīng)分別闡述了各種地形地區(qū)情況下信號的傳播損耗中值與距離、頻率及天線高度等的關系，利用上述各種修正因子就能較準確地估算各種地形地物條件下的傳播損耗中值，進而求出信號的功率中值。（1）中等起伏地市區(qū)中接收信號的功率中值PP中等起伏地市區(qū)接收信號的功率中值PP(不考慮街道走向)可由下式確定：

（3－17）

式中，P0為自由空間傳播條件下的接收信號的功率，即

（3－18）

式中：

PT——發(fā)射機送至天線的發(fā)射功率；

λ——工作波長；

d——收發(fā)天線間的距離；

Gb——基站天線增益；

Gm——移動臺天線增益。

Am(f,d)是中等起伏地市區(qū)的基本損耗中值，即假定自由空間損耗為0dB，基站天線高度為200m,移動臺天線高度為3m的情況下得到的損耗中值，它可由圖3.12求出。

Hb(hb,d)是基站天線高度增益因子，它是以基站天線高度200m為基準得到的相對增益，其值可由圖3.13(a)求出。Hm(hm,f)是移動天線高度增益因子，它是以移動臺天線高度3m為基準得到的相對增益，可由圖3.13(b)求得。若需要考慮街道走向時，式（3－17）還應再加上縱向和橫向路徑的修正值。（2）任意地形地區(qū)接收信號的功率中值PPC

任意地形地區(qū)接收信號的功率中值是以中等起伏地市區(qū)接收信號的功率中值PP為基礎，加上地形地區(qū)修正因子KT，即（3－19）

地形地區(qū)修正因子KT一般可寫成

（3－20）

式中：Kmr——郊區(qū)修正因子，可由圖3.15求得；Qo、Qr——開闊地或準開闊地修正因子，可由圖3.16求得；Kh、Khf——丘陵地修正因子及微小修正值，可由圖3.17求得；Kjs——孤立山岳修正因子，可由圖3.18求得；Ksp——斜坡地形修正因子，可由圖3.19求得；KS——水陸混合路徑修正因子，可由圖3.20求得。

根據(jù)地形地區(qū)的不同情況，確定KT包含的修正因子，例如傳播路徑是開闊地上斜坡地形，那么KT=Qo+Ksp，其余各項為零；又如傳播路徑是郊區(qū)和丘陵地，則KT=Kmr+Kh+Khf。

其它情況類推。任意地形地區(qū)的傳播損耗中值

（3－21）

式中，

LT為中等起伏地市區(qū)傳播損耗中值，

即

（3－22）

例3-1

某一移動信道，工作頻段為450MHz，基站天線高度為50m，天線增益為6dB，移動臺天線高度為3m，天線增益為0dB；在市區(qū)工作，傳播路徑為中等起伏地，通信距離為10km。試求：(1)傳播路徑損耗中值；(2)若基站發(fā)射機送至天線的信號功率為10W，求移動臺天線得到的信號功率中值。

解：

根據(jù)已知條件，KT=0,LA=LT，式(3.22)可分別計算如下：由式

可得自由空間傳播損耗

dB由圖3.12查得市區(qū)基本損耗中值Am(f,d)=27dBHb(hb,d)=-12dBHm(hm,f)=0dBLA=LT=105.5+27+12=144.5dB(2)中等起伏地市區(qū)中接收信號的功率中值

＝10lg10＋6＋0－144.5＝－128.5dBW＝－98.5dBm例3–2

若上題改為郊區(qū)工作，傳播路徑是正斜坡，且θm=15mrad,其它條件不變。再求傳播路徑損耗中值及接收信號功率中值。KT＝Kmr+KspKmr＝12.5dBKsp＝3dBLA＝LT-KT＝LT-（Kmr+Ksp）＝144.5

–15.5

＝129dB[PPC]＝[PT]＋[Gb]＋[Gm]

-LA

＝10＋6

–129＝-113dBW＝-83dBm或[PPC]＝[PP]＋KT＝－98.5dBm＋15.5dB＝－83dBm3.1.5限定空間的電波傳播這里所說的限定空間是指無線電不能穿透的場所。在限定空間中，因為電波傳播損耗很大，因而通信距離很短。例如，一般VHF或UHF電臺，在礦井巷道或在直徑為3m左右隧道中的通信距離只有幾百米。圖3.21給出的是在長約2km的隧道內實測得到的電波傳播特

性，其工作頻率為400MHz，發(fā)射機位于隧道入口處，天線的高度為4m，發(fā)射機功率為4W。由圖可見，400MHz頻率的電波在隧道內的傳輸損耗大約為40～50dB/km；當傳播路徑上出

現(xiàn)障礙物（如車輛等）或通道彎曲時，損耗也越大，如150MHz頻率的電波，在隧道內的損耗約為100～150dB/km。

在限定空間內，為了增加通信距離，常用導波線傳輸方式。這種傳輸方式最先應用于列車無線電系統(tǒng)，即在隧道內敷設能導引電磁波的導波線，借助導波線，電磁波能量一面向前方傳輸，一面泄漏出部分能量，以便與隧道內的行駛車輛進行通信。常見的導波線有兩種：平行雙導線和泄漏同軸電纜。平行雙導線在傳送高頻能量時具有開放式電磁場分布，即電磁波能量分布在傳輸線附近的空間，為增加傳輸?shù)目v向通信距離，應盡量減小傳輸?shù)墓逃袚p耗。它的輻射性能易受敷設條件和周圍物體的影響，尤其是當其表面潮濕或覆蓋灰塵時，損耗會急劇增大。

圖3.22為泄漏同軸電纜的結構示意圖。在同軸電纜的外導體上按一定節(jié)距開槽是為了泄漏電磁波。開槽形狀有多種，如八字槽式、橢圓孔式和縱槽等。圖中的開槽形狀是八字槽式。泄漏同軸電纜的主要技術特性有：波段、特性阻抗、傳播損耗和耦合損耗等。其中，耦合損耗和傳輸損耗是兩個主要的性能參數(shù)，它們是影響橫向和縱向通信距離的主要因素。耦合損耗是表征泄漏同軸電纜輻射能力強弱的物理量，耦合損耗越小輻射能力越強。它通常定義為電纜內所傳輸?shù)男盘柟β逝c在距離電纜r（如1.5m）處用半波偶極天線接收到的信號功率之差，即耦合損耗（以dB計）為

(3-23)式中，Pt是電纜內所傳輸?shù)男盘柟β?；Pr是在距電纜為r米處用半波偶極天線接收的信號功率。

當接收天線與電纜之間的距離r變化時，耦合損耗也必然變化，當r由R0增大到R時，耦合損耗的增量ΔLC為

() (3-24)其關系曲線如圖3.23所示。

由于泄漏同軸電纜在傳輸能量的過程中不斷向外輻射能量，因而要產生輻射損耗，并限制泄漏同軸電纜的縱向傳播距離。泄漏同軸電纜的傳輸損耗β包括電纜的固有損耗β0和輻射損耗βr，即

(3-25)(3-25)顯然，泄漏同軸電纜的耦合損耗越小(例如，縮短槽孔節(jié)距)，輻射損耗就越大，也就是傳輸損耗越大。泄漏同軸電纜的耦合損耗一般設計為50~55dB以內，以便增大縱向通信距離。由于泄漏同軸電纜的電氣性能良好，輻射能力容易控制，耦合損耗和傳輸損耗受周圍環(huán)境及沾污的影響較小，而且使用方便，因而獲得廣泛的應用。

3.1.6海上、航空移動通信的電波傳播海上移動通信一般是指陸上基站與船、艦之間的通信，其電波傳播路徑幾乎都是海面，傳播條件優(yōu)于陸地。當傳播路徑上沒有島嶼等障礙物時，傳播損耗可按平滑球面大地的傳播理論進