鏈式SVG控制策略研究綜述目錄TOC\o"1-3"\h\u31747鏈式SVG控制策略研究綜述 1169691.1控制策略的概述與分類 1132361.3雙極性和單極倍頻的PWM調(diào)制原理 37451.4載波相移SPWM（CPS-SPWM）理論 534091.5直流側(cè)電容電壓平衡控制的方法 8165681.5.1并聯(lián)電阻控制策略 872761.5.2直流能量交換控制策略 9141321.5.3幾種電容電壓平衡控制策略的比較 101.1控制策略的概述與分類SVG系統(tǒng)需要控制補償單元，跟蹤指令電流變化，產(chǎn)生或吸收無功功率或電流，以保持電網(wǎng)穩(wěn)定運行。SVG電流控制策略根據(jù)其基本特點，詳細分為間接線性電流驅(qū)動控制和有源線性電流驅(qū)動控制兩類。間接電流控制主要是指間接控制的基本交流側(cè)電壓后直流逆變器的振幅和相位幅度的逆變器一邊交流一邊,直接實現(xiàn)逆變器電流在交流方面,這種控制過程被廣泛認為是一個逆變器交流電源;直流控制一般是指逆變器電流瞬時基值的直接控制反饋，可視為被控電流源。對于間接電流控制，采用多路復(fù)用、一級或PWM技術(shù)抑制諧波，而直流控制通常采用滯后和三角波兩種方式。文獻[85]將所有重新設(shè)計的非線性純目標(biāo)加速度函數(shù)與一些傳統(tǒng)的純PI目標(biāo)控制器相比，采用相互串聯(lián)的組合可以構(gòu)成非線性PI控制器，采用改進的簡單線性目標(biāo)線性加速度函數(shù)算法，純目標(biāo)加速度優(yōu)化方法是將其作為計算時間和函數(shù)的一個速度誤差絕對值積分(積分時間乘以絕對誤差，itae)的積分乘積，通過積分計算調(diào)整到優(yōu)化的規(guī)模形成概率積分系數(shù)，從而使SVG在瞬態(tài)響應(yīng)下達到最佳效果。因此，經(jīng)常使用逆系統(tǒng)PI控制。文獻[87]明確采用新的電壓控制環(huán)作為反饋系統(tǒng)的外環(huán)，電流控制環(huán)作為反饋系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)，采用雙閉環(huán)控制電路結(jié)構(gòu)。具體原理如圖4-2所示。對電網(wǎng)的電壓和電感進行前饋補償。文獻[88]采用直流控制原理，采用SVG無功電流和有功電流解耦控制方法，設(shè)計了簡化的數(shù)學(xué)模型，對電壓電流雙環(huán)控制器進行分析。在其他相關(guān)技術(shù)文獻[80]的SVG中，對兩種有源無極無功鏈模型結(jié)構(gòu)進行了綜合分析，引入了非線性動態(tài)控制的有源逆處理系統(tǒng)，本文提出了一種基于逆控制系統(tǒng)和非線性控制的有功解耦無多能動動態(tài)變量可無限能動系統(tǒng)控制策略。參考[33]采用分相瞬時電流控制，將三相電路當(dāng)作三個單相鏈路進行控制。該控制策略主要包括三部分:電壓和相位檢測、分相電流設(shè)定值設(shè)置和瞬時電流跟蹤。目前，關(guān)于SVG控制策略的研究較多。從控制角度來看，SVG控制器的控制策略主要有以下幾種SI:1)線性PID控制。在D-STATCOM系統(tǒng)的實時數(shù)字模擬器設(shè)計中，Dinavahi首次將PID控制應(yīng)用于SVG控制。經(jīng)典控制理論PID限制了SVG的應(yīng)用范圍，難以滿足大擾動下系統(tǒng)電壓穩(wěn)定的要求。2)線性最優(yōu)控制。本文證明了SVG帶勵磁控制器可以改善系統(tǒng)的同步阻尼，有利于電壓穩(wěn)定。然而，在強非線性電力系統(tǒng)中，控制效果并不理想。3)自適應(yīng)控制。謝曉榮、崔文進等人提出了自適應(yīng)控制的控制方法。自適應(yīng)控制可以彌補經(jīng)典PID控制的一些缺陷，控制效果優(yōu)于SVG控制中采用的固定參數(shù)控制器。在大擾動下，其控制的補償器仍然保持良好的阻尼特性，具有較強的魯棒性。該算法的在線參數(shù)辨識比較復(fù)雜，容易產(chǎn)生滯后響應(yīng)，影響控制精度。4)智能控制。近年來，隨著智能理論的發(fā)展，越來越多的智能控制被應(yīng)用到SVG控制算法中。由于控制對象的高度復(fù)雜性和不確定性，使得應(yīng)用比較困難。許多學(xué)者提出了將智能控制與PID控制策略相結(jié)合的嘗試。這些智能控制策略具有良好的魯棒性，但收斂速度慢，難以滿足實時控制的要求。目前，SVG控制器的控制策略還不完善，需要進一步完善。1.2雙閉環(huán)控制的設(shè)計SVG系統(tǒng)是一個復(fù)雜非線性系統(tǒng)，調(diào)節(jié)交流輸出會影響直流電容電壓值，反之也是。如此，彼此之間存在很強的耦合性。系統(tǒng)必須采取解耦控制，才能達到電能高質(zhì)量控制的要求。本文采用內(nèi)電流外電壓雙閉環(huán)解耦控制方法。具體原理圖參考圖4-1。圖4-1有功、無功解耦控制原理圖交流電流經(jīng)過dqo變換后與從無功檢測、直流電壓調(diào)節(jié)器處獲得的參考電流比較,再經(jīng)PI調(diào)節(jié)后，進一步控制PWM的輸出脈沖，進行無功補償。除了上節(jié)中提到的解耦控制之外，SVG控制還需控制靜止無功補償脈沖出發(fā)電路的控制策略，它直接影響系統(tǒng)動態(tài)補償?shù)男Ч?。目前各種類型大功率及中高壓直流變頻器的拓撲調(diào)速調(diào)制方式多為多路級流并聯(lián)型、多路雙電平型的拓撲調(diào)速機構(gòu)及高頻脈寬調(diào)制。多項式電壓水平PWM載波控制策略的計算方法及其種類很多,最常見的方法有空間載波優(yōu)化調(diào)制(carrier-basedpwm)和空間載波向量優(yōu)化調(diào)制(spacevectormodulation,svm)和空間優(yōu)化調(diào)制PWM(optimalpwm)等。本文主要采用CPS-SPWM調(diào)制。CPS-SPWM技術(shù)作為一種非常優(yōu)秀的大功率輸出電力開關(guān)的控制戰(zhàn)略,具有良好的輸入輸出線性、控制性能優(yōu)越、高容量、寬帶寬、諧波小的特點,使用于特大功率場合。本章通過對單極、雙極PWM兩種調(diào)制方式的結(jié)果進行全面詳細的研究和分析對比,相應(yīng)地分析出了雙極CPS-SPWM和單極CPS-SPWM,并對各種調(diào)制方式的結(jié)果進行了針對性的分析。1.3雙極性和單極倍頻的PWM調(diào)制原理單相全橋電壓型逆變器單元拓撲結(jié)構(gòu)如圖4-2所示。圖4-3為雙極性PWM工作原理圖。正弦調(diào)制波us同三角形載波uc相比較，當(dāng)調(diào)制波大于三角波時，打開1、4的電子開關(guān)IGBT,同時關(guān)斷2、3的IGBT,輸出電壓為E；反之小于時，斷開1、4,打開2、3,電壓輸出為負。具體參看圖4-2。圖4-2單相全橋電壓型逆變器單元拓撲圖4-3雙極性PWM調(diào)制原理圖對于單極倍頻PWM調(diào)制原理圖如圖4-4所示。三角載波uc不僅僅和調(diào)制波us相比較，還同時和負向的調(diào)制波相比，若調(diào)制波us的幅值大于載波，1開2斷，負向us的幅值大于載波時，3開4斷。反之若小于時信號取反。輸出電壓只有在1、4同時導(dǎo)通時為E,2、3同時導(dǎo)通為-E,其余均為零。圖4-4單極倍頻PWM調(diào)制原理圖1.4載波相移SPWM（CPS-SPWM）理論載波相移正弦脈寬調(diào)制(CPS-SPWM)是一種非常好的適合于大功率工業(yè)電力及其他電子設(shè)備的開關(guān)調(diào)制。其基本設(shè)計思想如下(以一相逆變器為實際案例來對此進行了說明):n個級聯(lián)逆變器共用調(diào)制波信號Us,調(diào)制波的頻率為fs,而級聯(lián)逆變器每個單元的三角載波頻率分別定義為fc,分別把各個三角載波的相位錯開周期定義為1/n,級聯(lián)逆變器就能得到多電平的輸出波形。前面我們分析了采用雙極性PWM調(diào)制和采用單極倍頻pwm調(diào)制兩種方法,下面為大家詳細介紹一下采用雙極性CPS-SPWM和采用單極倍頻CPS-SPWM,分別采用這兩種方法是在前文所述調(diào)制技術(shù)方法的理論基礎(chǔ)上進一步發(fā)展起來的。1.1.1雙極性CPS-PWM方法雙極性載波相移PWM調(diào)制是基于雙極性PWM調(diào)制。其基本思想是：原理如圖4-5所示為四個逆變器輸出電壓和總的相電壓波形。圖4-5雙極性載波相移PWM調(diào)制原理圖根據(jù)相關(guān)文獻給出的雙重傅立葉級數(shù)分析雙極性CPS-SPWM單個模塊的輸出電壓如式（4-1）第一個所示，當(dāng)N個H橋進行串聯(lián)時有式（4-1）中第二個。通過分析可知雙極性CPS-PWM有以下特征：1）級聯(lián)逆變器輸出電壓總的電平數(shù)為(N+1),基波分量N倍于單個雙極性PWM基波分量。2）在Nkc附近出現(xiàn)次數(shù)最低的諧波群，這就等價于把開關(guān)頻率提高了N倍。1.1.2單極性倍頻載波相移PWM方法單極性倍頻載波相移PWM調(diào)制方法基礎(chǔ)極倍頻PWM。以一相逆變器為例，其基本思想是：N個級聯(lián)逆變器共用調(diào)制波信號us和-us,調(diào)制波頻率均為fs,而逆變器單元三角載波的頻率為fc,分別將各個三角載波相位相互錯開三角載波周期一半的1/N或三角載波周期的1/N,級聯(lián)逆變器就能得到多電平的輸出波形。具體參看圖4-6的原理圖。圖4-6單極倍頻CPS-PWM調(diào)制原理載波相移角度的不同，使得單極倍頻CPS-PWM的輸出特性不完全相同。綜合比較移相180。/N因諧波含量少，頻段分布高，適合工程使用。通過分析相移角180。/N的單倍頻CPS-PWM的雙重傅里葉級數(shù)，得出單倍頻CPS-PWM具有以下特征：1）級聯(lián)逆變器輸出電壓總電平數(shù)為(2N+1),基波分量N倍于單個單極倍頻PWM波形基波分量。2）載波的N的奇數(shù)倍(m=1,3,5…)諧波不存在。2N及其邊頻附近出現(xiàn)次數(shù)最低，這就等價把開關(guān)頻率提高了2N倍。1.1.3不同調(diào)制方式對比分析前兩節(jié)對載波調(diào)制常用方法進行了分析,為了簡明直觀,表4-1給出了主要結(jié)論結(jié)果。1）級聯(lián)式逆變器的輸入和電壓波形較逼近于正弦波,幅值N倍于單個逆變器輸出電壓。其中通過單極極性倍頻濾波CPS-SPWM較之于雙倍的極性倍頻CPS-SPWM,它的兩個輸入濾波電平更加容易逼近于正弦波。2）采用載波移相技術(shù),諧波消除得會比較"干凈"。單極極性倍頻開關(guān)CPS-SPWM的發(fā)射頻譜原理特點是相比雙倍單極性倍頻CPS-SPWM一般更好，消除后的低次倍頻諧波發(fā)射效果也比一般更好,且相比單極極性倍頻開關(guān)CPS-SPWM等效倍頻開關(guān)的發(fā)射頻率一般可以大幅提高2n倍,雙倍單極性倍頻CPS-SPWM等效倍頻開關(guān)的發(fā)射頻率一般可以大幅提高0.n次。而本文采用的樣機是以FPGA作為核心芯片進行控制的,DSP作為高速計算配合FPGA工作。故而本文采用單極倍頻CPS-SPWM調(diào)制技術(shù)。1.5直流側(cè)電容電壓平衡控制的方法從上節(jié)的分析中我們知道，隨著時間的推移，逆變器參數(shù)的微小差異最終會導(dǎo)致直流側(cè)電容電壓的不平衡。在設(shè)計樣機時需要注意兩點:一是選擇同一廠家，同一類型的部件;第二，提高脈沖發(fā)生器的精度，增加補償電路。這種參數(shù)差異總是存在的，可以從內(nèi)部和外部兩方面尋求解決辦法。現(xiàn)階段可用的主要控制策略有并聯(lián)電阻、能量交換(交、直流)、調(diào)制比改變、相位角偏差等。比較實用的控制策略是并聯(lián)電阻法和直流能量交換法。其他的方法都有自己的困難:大容量SVG采用CPS-PWM消除低階諧波，各單元的調(diào)制比不同，不易改變。相位角偏差要求脈沖發(fā)生器精度高、調(diào)節(jié)范圍小、實現(xiàn)困難。對于交流能量交換，需要控制多臺逆變器，且復(fù)雜程度高。1.5.1并聯(lián)電阻控制策略并聯(lián)電阻等效改變并聯(lián)損耗，來平衡電容電壓。可以通過IGBT與負載電阻串聯(lián)構(gòu)成電阻可調(diào)的支路，調(diào)節(jié)IGBT占空比即可改變支路的電阻值。將可調(diào)支路與直流電容并聯(lián)，進而調(diào)節(jié)電阻改變并聯(lián)損耗。根據(jù)文獻［鏈式靜止同步補償器數(shù)學(xué)模型和控制策略研究]中U=I.Rj(Mcos((p-Nj)—kj)(4-2)其中M、Nj、kj、Rj分別為調(diào)制比、脈沖延遲誤差、混合損耗及并聯(lián)損耗。當(dāng)逆變器電容電壓平均值U-高于電容電壓平均值Ui-時，增大電阻值，減少并聯(lián)損耗，反之應(yīng)減小電阻，增大并聯(lián)損耗。根據(jù)(4-2)式，選擇合適電阻值或者占空比，可以是直流側(cè)電容電壓均衡，可通過PI調(diào)節(jié)來調(diào)整電阻、占空比。原理圖、控制圖參看圖4-7(a)(b)o圖4-7并聯(lián)電阻控制策略圖1.5.2直流能量交換控制策略當(dāng)電容電壓出現(xiàn)極大的不平衡時，并聯(lián)電阻策略增加了系統(tǒng)的損耗，此時可以考慮能量交換策略。對于交流能量交換策略能量的流動取決于電壓的相位而非電壓值，不僅需要判決高于或者低于總平均值的橋路，還需要計算附加逆變器的相位，成本增加，使得系統(tǒng)控制變得復(fù)雜，故而有了直流能量交換策略。圖4-8直流能量交換控制系統(tǒng)原理圖直流母線經(jīng)IGBT后變?yōu)榻涣?，再通過隔離變壓器、二極管連接直流電容。并且每一個逆變器的交流側(cè)也通過隔離變壓器、二極管連接到直流母線上。當(dāng)逆變器電壓高時,通過交流側(cè)向母線釋放能量，使電容電壓下降，反之，則通過直流側(cè)整流二極管、IGBT逆變器吸收能量，使電容電壓上升。由于二極管的作用使得電容的充放電經(jīng)過不同的回路，最終達到穩(wěn)態(tài)時，電壓趨于一致。相對實施起來比較簡便。同樣，可用軟件進行仿真，證實策略的可行性。本文采用的樣機試運行之后發(fā)現(xiàn)存在嚴重的電壓不平衡，采用并聯(lián)電阻方式嘗試減小不平衡情況，具體參看第五章的仿真結(jié)果。1.5.3幾種電容電壓平衡控制策略的比較幾種控制策略在使用時各有不同，具體參看表4-2。并聯(lián)電阻適用于不平衡程度較低的場合，并聯(lián)電阻策略增加了系統(tǒng)的損耗。直接能量交換只電容電壓的大小較交流方式更便于實現(xiàn).表1.2平衡控制策略的比較測量量控制量附加電路備注調(diào)制比控制所有電容電壓逆變器調(diào)制比無調(diào)節(jié)范圍受限，不實用相角偏差控制所有電容電壓相角偏差無精度要求高，控制器參