1、峰值電流模式控制電路設(shè)計(jì),主要內(nèi)容： 峰值電流模式控制電路的結(jié)構(gòu)和優(yōu)點(diǎn) 峰值電流模式控制存在的問題及斜坡補(bǔ)償器設(shè)計(jì) 峰值電流型典型控制芯片,峰值電流模式控制電路的結(jié)構(gòu),(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM脈 沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè) 的電感電流大小，然后間接 地控制PWM脈沖寬度。,圖1（a）峰值電流模式控制電路,基本原理 開關(guān)的開通由CLK信號(hào)控制，CLK信號(hào)每隔一定時(shí)間使RSFF置位，Q=1開關(guān)開通iL上升至給定值iR比較器輸出信號(hào)翻轉(zhuǎn)RSFF復(fù)位,Q=0開關(guān)復(fù)位。,圖1（b）峰值電流模式控制波形,峰值電流模式PWM控制電路優(yōu)點(diǎn),暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快。 對(duì)輸入電壓的變化和

2、輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快。峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速按照逐個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲(chǔ)能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。,整個(gè)反饋電路變成了一階電路。 雖然電源的LC濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進(jìn)而決定功率開關(guān)的占空比。因此，可看作是一個(gè)電流源，電感電流與負(fù)

3、載電流之間有了一定的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨(dú)立變量，整個(gè)反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號(hào)電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。,瞬時(shí)峰值電流限流功能。 即內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能； 自動(dòng)均流并聯(lián)功能。 由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個(gè)良好的受控電流放大器,所以把電流取樣信號(hào)轉(zhuǎn)變成的電壓信號(hào)和一個(gè)公共電壓誤差放大器的輸出信號(hào)相比較,就可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)均流,因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實(shí)現(xiàn)。,峰值電流型控制存在的問題,對(duì)噪聲敏感 開環(huán)不穩(wěn)定性；引入斜坡補(bǔ)償問題 次諧波振蕩 具有尖峰值/平均值誤差,開環(huán)不穩(wěn)定性,圖2電流型變換器的開

4、環(huán)不穩(wěn)定性 (a) D0.5 (c)D0.5并加斜坡補(bǔ)償,占空比0.5時(shí)，這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加，如圖2（b）所示。這可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示： I1=I0(m2/m1) (1) 進(jìn)一步可引入斜率為m的斜坡信號(hào)，如圖2（c）所示。這個(gè)斜坡電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。,圖3 局部放大圖,由 幾 何 關(guān) 系 可 知,經(jīng) 過 一 個(gè) 開 關(guān) 周 期 后 ， 輸 出 電 感 中 電 流 的 變 化 為 I1=I0（m-m2）/(m1-m) （2）,要 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 ， 偏 移 電 流 量 必 須 趨 近 于 零 ， 即,故 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 的 充 要 條 件 是,因 為 在 穩(wěn) 定

5、 條 件 下 ， D m1=-(1 D)m2， 消 去 m1， 整 峰 值 電 流 控 制 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 充 要 條 件 為,（3）,在100占空比下求解這個(gè)方程（3）有： m(1/2)/m2 （4） 為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作，應(yīng)使斜坡補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2。 在 控 制 工 程 實(shí) 際 中 ， 補(bǔ) 償 斜 率 m一 般 取 為 m=(0.7 0.8)m2，,1、2 值的比例決定了所加的斜坡補(bǔ)償量。電容1 是交流耦合電容,使晶振的交流分2 和1 組成濾波電 路,濾去初級(jí)中的前沿尖峰,避免誤動(dòng)作。 是晶振鋸齒波的峰峰值。,圖4 斜坡補(bǔ)償電路,斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計(jì),斜坡補(bǔ)償設(shè)

6、計(jì)步驟: 1.計(jì)算電感電流的下降沿:m2 = d i/ d t = V OUT/ L (安/ 秒) ; 2.計(jì)算初級(jí)測得的下降沿坡度: V m2 = m2RSENSE (伏/ 秒) ; 3.計(jì)算晶振充電時(shí)的坡度: V OSC= d ( V OSC) / TON (伏/ 秒) 4.應(yīng)用疊加定理求斜坡補(bǔ)償后電流輸入端電壓 5.計(jì)算斜坡補(bǔ)償值： 斜坡補(bǔ)償電壓V COMP為：,確定斜坡補(bǔ)償比例M和R1.R2阻值,峰值電流型控制的斜坡補(bǔ)償實(shí)例,電流反饋PWM，取輸出電感線圈電流的信號(hào)與誤差放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，調(diào)節(jié)占空比電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。 UC3842工作原理 結(jié)構(gòu)：,電流測定放大器

7、 誤差放大器 比較器 振蕩器 鎖存器,欠壓鎖定電路 關(guān)閉信號(hào) 電流限制 軟啟動(dòng) 輸出端工作頻率500kHz,峰值電流模式控制芯片UC3842,UC3842各組成部分的原理 內(nèi)部包含5V基準(zhǔn)源，用于電壓調(diào)節(jié)器的誤差放大器和峰值電流比較器等。具有可以提供1A峰值電流的驅(qū)動(dòng)電路、電源欠電壓保護(hù)電路等。 振蕩器的振蕩頻率由外接電阻RT和電容CT決定， CT也決定死區(qū)時(shí)間的長短。死區(qū)時(shí)間、開關(guān)頻率同RT和CT關(guān)系如下 驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)為推挽結(jié)構(gòu)的跟隨電路，輸出峰值電流可達(dá)500mA，可直接驅(qū)動(dòng)主電路的開關(guān)器件。,ft：時(shí)鐘頻率(kHz) RT：外接電阻(k) CT：外接電容(uF) tD：死區(qū)時(shí)間(us),

8、UC3842各組成部分的原理 欠電壓保護(hù)電路對(duì)集成PWM控制器的電源實(shí)施監(jiān)控。 初上電時(shí)，當(dāng)電源電壓低于啟動(dòng)電壓（約16V）時(shí)封鎖PWM信號(hào)輸出輸出端(引腳6)為低電平。 當(dāng)電源電壓大于啟動(dòng)電壓經(jīng)過軟啟動(dòng) UC3842內(nèi)部電路開始工作PWM信號(hào)輸出。 若電源電壓跌至保護(hù)閾值（約10V）以下PWM信號(hào)被封鎖，避免輸出混亂脈沖，以保護(hù)主電路開關(guān)器件。 當(dāng)電源電壓再次大于啟動(dòng)電壓再經(jīng)軟啟動(dòng)UC3842內(nèi)部電路重新工作恢復(fù)PWM信號(hào)輸出。,UC3842的2種斜坡補(bǔ)償方法：,(a)斜坡補(bǔ)償加至2端,從斜坡端（即腳4振蕩器輸出端）接一個(gè)電阻R1至誤差放大器反 相輸入端（腳2） ，于是誤差放大器輸出呈斜坡狀，再與采樣 電流比較。,(b)斜坡補(bǔ)償加至3端,它從斜坡端（腳4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳3）， 這時(shí)將在Rs上的感應(yīng)電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差 電壓進(jìn)行比較。,次諧波振蕩,內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰是電流模式控制的一個(gè)重要問題。這種增益尖峰發(fā)生在二分之一開關(guān)頻率處,使相移超出范圍,導(dǎo)致不穩(wěn)定,并使電壓環(huán)進(jìn)入次諧波振蕩。這時(shí)在連續(xù)固定的驅(qū)動(dòng)脈沖下,輸出占空比卻在變化,如圖8 所示。采用斜坡被償也能很好地抑制次諧波振蕩。,圖7次諧波振蕩時(shí)的電感電流波形,斜坡補(bǔ)償優(yōu)點(diǎn),解決電路的不穩(wěn)定性