第一章高頻小信號諧振放大器1.1LC選頻網絡1.2高頻小信號調諧放大器

1.3集中選頻放大器1.4電噪聲1.1LC選頻網絡

1.1.1選頻網絡的基本特性1.1.2LC選頻回路*1.1.4雙耦合諧振回路及其選頻特性1.1.3LC阻抗變換網絡LC選頻網絡由電感線圈和電容組成，當外界授予一定能量，電路參數滿足一定關系時，可以在回路中產生電壓和電流的周期振蕩回路。若該電路在某一頻率的交變信號作用下,能在電抗原件上產生最大的電壓或流過最大的電流，即具有諧振特性，故該電路又稱諧振回路。諧振回路按電路的形式分為：1.串聯諧振回路2.并聯諧振回路3.耦合諧振回路1.1LC選頻網絡用途：1.利用他的選頻特性構成各種諧振發(fā)大器2.在自激振蕩器中充當諧振回路3.在調制、變頻、解調充當選頻網絡本章討論各種諧振回路在正弦穩(wěn)態(tài)情況下的諧振特性和頻率特性。1.1.1選頻網絡的基本特性要求選頻電路的通頻帶寬度與傳輸信號有效頻譜寬度相一致。理想的選頻電路通頻帶內的幅頻特性fof1f2理想實際α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通頻帶外的幅頻特性應滿足理想的幅頻特性應是矩形，既是一個關于頻率的矩形窗函數。

矩形窗函數的選頻電路是一個物理不可實現的系統(tǒng)，實際選頻電路的幅頻特性只能是接近矩形

矩形窗函數的選頻電路是一個物理不可實現的系統(tǒng)，實際選頻電路的幅頻特性只能是接近矩形定義矩形系數K0.1表示選擇性：2Δf0.7稱為通頻帶：顯然，理想選頻電路的矩形系數K0.1=1，而實際選頻電路的矩形系數均大于1。fof1f22Δf0.72Δf0.1理想實際α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20另外，為不引入信號的相位失真，要求在通頻帶范圍內選頻電路的相頻特性應滿足即理想條件下信號有效頻帶寬度內的各頻率分量都延遲一個相同時間τ，這樣才能保證輸出信號中各頻率分量之間的相對關系與輸入信號完全相同。+π/2φ(f)f-π/20理想實際實際選頻回路的相頻特性曲線并不是一條直線，所以回路的電流或端電壓對各個頻率分量所產生的相移不成線性關系，這就不可避免地會產生相位失真，使選頻回路輸出信號的包絡波形產生變化φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想實際1.1.2LC選頻回路RpLCRSiSRLCRSiSRLCRSuS

串聯LC諧振回路RLCRSuSRLCRSuSZS串聯LC諧振回路仿真RLCRSuSRLCRSuSiiRLCRSuSRLCRSuS電容性電感性RQ2>Q1Q11OQ2OQ1Q2同樣定義串聯諧振回路端電流的相位為RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-仿真1矩形系數:=9.96RLCRSuSRL仿真并聯LC諧振回路RpLCRSiSRLCRSiS

并聯LC諧振回路仿真RLCRSiSZPRLCRSiSRpLCRSiSRpLCRSiS+ui-RLCRSiSRLCRSiS電感性電容性Rp仿真Q2>Q1Q11OQ2OQ1Q2同樣定義并聯諧振回路端電壓的相位為RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-仿真1RpLCRSiSRL仿真例1設一并聯諧振回路，諧振頻率f0=10MHz，回路電容C＝50pF，試計算所需的線圈電感L。又若線圈品質因素為Q＝100，試計算回路諧振電阻及回路帶寬。若放大器所需的帶寬為0.5MHz,則應在回路上并聯多大電阻才能滿足要求？解：（1）計算L值（2）回路的諧振電阻和帶寬（3）求滿足0.5MHz帶寬的并聯電阻設回路并聯電阻為，回路有載品質因數為將已知條件帶入，可得：RLCRSiS返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiSRpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS+ui-iiRLCRSuSRLCRSiSRLCRSuSRLCRSiS電感性電容性電容性電感性RpRQ2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同樣定義并聯（串聯）諧振回路端電壓（電流）的相位為RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-11RpLCRSiSRLRLCRSuSRL例2(習題1.2)：串聯回路如下圖所示。信號源頻率

f=1MHz。電壓振幅V=0.1V。將1-1端短接，電容C調到100pF時諧振。此時，電容

C兩端的電壓為10V。如1-1端開路再串接一阻抗Z（電阻和電容串聯），則回路失諧，電容C調到200pF時重新諧振。此時，電容C兩端的電壓為2.5V。試求：線圈的電感L，回路品質因數

Q以及未知阻抗Z。解：（1）計算L值（2）空載品質因數和有載品質因數電容：（3）計算阻抗回路的諧振電阻1.1.3LC阻抗變換網絡BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiS二變壓器阻抗變換電路RL'假設初級電感線圈的圈數為N1，次級圈數為N2，且初次間全耦合(k=1)，線圈損耗忽略不計，則等效到初級回路的電阻RL'上所消耗的功率應和次級負載RL上所消耗功率相等從功率等效角度證明：理想變壓器無損耗：二變壓器阻抗變換電路可通過改變比值調整RL'的大小。三回路抽頭的阻抗變換L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RLiSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbdiLiSiCiRiL>>iS；iC>>iRiSRSL2L1C2C1RLacbdiLiSiCiR例4應用部分接入法的選頻電路接入系數對回路有載品質因數影響明顯減小。仿真例5如圖，抽頭回路由電流源激勵,忽略回路本身的固有損耗,試求回路兩端電壓u(t)的表示式及回路帶寬。解由于忽略了回路本身的固有損耗,因此可以認為Q→∞。由圖可知,回路電容為諧振角頻率為電阻R1的接入系數等效到回路兩端的電阻為由于回路兩端電壓u(t)與i(t)同相,電壓振幅U=IR=2V,故輸出電壓為回路有載品質因數回路帶寬例6如圖所示并聯諧振回路，信號源與負載都為部分接入。已知RS、RL，并知回路參數L、C1、C2和空載品質因數Q0，求（1）fo與B

；（2）RL不變，要求總負載與信號源匹配，如何調整回路參數？題意分析：并聯諧振回路是高頻電路中的最基本、最重要的電路之一，掌握其基本參數與特性非常重要。對這些內容一定要十分熟練。本題的主要目的就是考查這部分內容。另外，題目考查的內容還有抽頭接入回路、接入系數、阻抗變換和匹配的概念。在求帶寬（通頻帶）時還要注意有載QL值和空（無）載Q0值的區(qū)別。iSRSL1L2C1C2RLacbd計算fo與B再考慮有載時的情況。這里先不考慮信號源，設RL對回路的接入系數為p2

，則:把RL折合到回路兩端，變?yōu)閷τ?，先考慮空載時的情況：解：iSRSL1L2C1C2RLacbd回路本身的并聯諧振電阻它與并聯，構成總的回路負載因此，有載QL值為

iSRSL1L2C1C2RLacbdiS'RS'LCRp'ab若考慮時，也可以求得考慮影響后的回路帶寬若要使Rp″與Rs匹配，即Rp″=Rs，需調整Rp″。由于RL不變，Rp″中可調整的參數有p1、p2、Q0和L。但實際上L及Q0一般不變，而且回路f0也不能變。2.設信號源對回路的接入系數為p1，則總負載折合到信號源處為：討論：一般地，阻抗變換時，由回路的低端折合到高端（部分接入到全接入）電阻增加，即除以p2（因為p通常不大于1）。反之，乘以p2。計算這類題目時，要特別注意所有負載對Q值、通頻帶等參數的影響。iSRSL″C″R0″ab因此，可通過調整p1和p2來實現。調整p1就是調整L的抽頭位置，調整p2就是調整C1和C2。需要注意的是，調C1和C2時要保持C不變。*1.1.4雙耦合諧振回路及其選頻特性仿真ususisisisis+u2m-+u2m-1111.2高頻小信號調諧放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）概述1.2.1晶體管的高頻小信號等效模型

1.2.2高頻小信號調諧放大器

1.2.3高頻調諧放大器的穩(wěn)定性Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶體管的高頻小信號等效模型eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’e+u1-+u2-i1i2二Y參數等效電路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibicyieyoeyreuceyfeubeCiegiegoeCoe11.2.2高頻小信號調諧放大器Rb1Rb2ReEc45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc仿真32154B1B2CLyLVT輸入回路輸出回路晶體管45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-1B1例7一中頻放大器線路如圖所示，已知放大器工作頻率為，回路電容，中頻變壓器接入系數，，線圈品質因數。晶體管的Y參數（在工作頻率上）為:，，，，。設后級輸入電導仍為，求：（1）回路有載品質因數和通頻帶；（2）放大器電壓增益；（3）中和電容題意分析：本題是小信號放大器分析的基本題。由于圖中只有一個諧振回路，屬于單調諧回路，根據即可計算，但要注意的是：公式中C∑等效到回路中的總電容，g∑為等效到回路中的總電導由于采用了中和電路，計算增益時應認為放大器本身是穩(wěn)定，而且不必考慮由引起的反饋。本題的關鍵在于回路中的總電容、總電阻到底由哪些元件組成的。解：（1）由于為回路的總電容，R∑為回路的總電阻。R∑包括三個部分組成：回路本身的損耗以及三極管輸出電阻和后級輸入阻抗等效到回路中的損耗?；芈繁旧淼膿p耗，即回路本身的并聯諧振電阻為晶體管輸出電阻折合到回路兩端的電阻為下一級輸入電阻折合到回路兩端的電阻為則回路兩端總電阻為同樣，可以求得回路總電容為：因此（2）諧振時的電壓增益為討論：本題中回路中的總電容是由回路本身的電容C以及三極管的輸入電容、輸出電容分別折合到回路中構成的，應注意電容的折合與電阻、電感是不同的；回路的總電阻包括回路本身的諧振電阻以及三極管的輸入電阻、輸出電阻分別折合到回路中三個部分。在不同的應用時，等效所包含的內容是不一樣的，應具體問題具體分析。（3）三、多級單調諧放大器Au1Au2Aun（2）n級放大器的矩形系數圖示電路為一單調諧回路中頻放大器，晶體管3DG6C的直流工作點是VCE

＝8V，IE＝2mA；工作頻率f0

＝10.7MHz；；調諧回路采用中頻變壓器L1~3＝4μH，Q0

＝100，其抽頭為N1~2＝5圈，N1~3

=20圈，N4~5

=5圈。已知晶體管參數如下：gie＝2860μS；Cie

＝18pF；goe

＝200μS；Coe

＝7pF；yfe

＝45mS；?fe＝－54o；yre＝0.31mS；?re＝－88.5o試計算放大器的：1）單級電壓增益Av0；2）單級通頻帶2Δf0.7；3）四級的總電壓增益（AV0）44）四級的總通頻帶（2Δf0.7）45）如四級的總通頻帶

保持和單級的通頻帶2Δf0.7相同，則單級的通頻帶應加寬多少？四級的總電壓增益下降多少？此時，單級放大器的負載回路應并聯上一個多大的電阻？yieyreuceyfeubeyoeYSyL1.2.3高頻調諧放大器的穩(wěn)定性實際上yre≠0，即輸出電壓可以反饋到輸入端，引起輸入電流的變化，從而可能使放大器工作不穩(wěn)定。如果這個反饋足夠大，且在相位上滿足正反饋條件，則會出現自激振蕩現象。1.共發(fā)射極放大器的最大穩(wěn)定增益

u'beuce由于內反饋的存在，在放大器的輸入端將產生一個反饋電壓u'be，定義穩(wěn)定系數S:S＝ube(jω)／u'be(jω)u'be(jω)=-yreuce/

(YS+yie)=-yreuce/y1uce(jω)=-yfeube/

(yL+yoe)=-yfeube/y2S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

當晶體管的工作頻率遠低于特征頻率fT時:

yfe≈|yfe|≈gm,yre≈jωCb'c，φre＝90o

經推導得放大器的電壓增益與穩(wěn)定系數S的平方根成反比:當取S=1時，稱為臨界穩(wěn)定，其電壓增益稱為臨界穩(wěn)定電壓增益。實際中常取S=5，此時電壓增益稱為最大穩(wěn)定增益。即為

S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

當S為正實數時，表明ube(jω)／u'be(jω)同相，滿足自激振蕩的相位條件。

當|S|>1時，|ube(jω)|>|u'be(jω)|，不滿足振幅條件，放大器不會自激；當|S|≤1時，放大器不穩(wěn)定。

為使放大器遠離自激狀態(tài)而穩(wěn)定地工作，單級放大器通常選|S|＝5～10。

2.提高放大器的穩(wěn)定性的方法一是從晶體管本身想辦法，減小其反向傳輸導納yre的值。

二是從電路上設法消除晶體管的反向作用，使它單向化，具體方法有中和法與失配法。中和法通過在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路(中和電路)，來抵消晶體管內部參數yre的反饋作用。

CNCL2L1VT2VT1ECCL1L2VT1VT2CNCb'ciNif具體線路：

用一個電容CN來抵消yre的虛部(反饋電容)的影響，就可達到中和的目的。

固定的中和電容CN只能在某一個頻率點起到完全中和的作用，對其它頻率只能有部分中和作用。中和電路的效果很有限。

電橋平衡時，CD兩端的回路電壓不會反映到AB兩端,即對應兩邊阻抗之比相等?！獴AViCN+–VoCb￠cCDL1L2例失配法信號源內阻不與晶體管輸入阻抗匹配，晶體管輸出端負載阻抗不與本級晶體管的輸出阻抗匹配。原理：由于阻抗不匹配，輸出電壓減小，反饋到輸入電路的影響也隨之減小。使增益下降，提高穩(wěn)定性。使Yi=yie，即使后項0，則必須加大YL晶體管實現單向比，只與管子本身參數有關，失配法一般采用共發(fā)一共基級聯放大.則

中和法與失配法比較

中和法：優(yōu)點：簡單，增益高缺點：①只能在一個頻率上完全中和，不適合寬帶②因為晶體管離散性大，實際調整麻煩，不適于批量生產。③采用中和對放大器由于溫度等原因引起各種參數變化沒有改善效果。失配法：優(yōu)點：①性能穩(wěn)定，能改善各種參數變化的影響；②頻帶寬，適合寬帶放大，適于波段工作；③生產過程中無需調整，適于大量生產。缺點：增益低。

1.3集中選頻放大器1.3.1集中選頻放大器的組成第二種形式第一種形式1.3.2集中選頻濾波器

1）石英晶體的物理特性：石英是礦物質硅石的一種（也可人工制造），化學成分是SiO2，其形狀為結晶的六角錐體。圖(a)表示自然結晶體，圖(b)表示晶體的橫截面。為了便于研究，人們根據石英晶體的物理特性，在石英晶體內畫出三種幾何對稱軸，連接兩個角錐頂點的一根軸ZZ，稱為光軸，在圖(b)中沿對角線的三條XX軸，稱為電軸，與電軸相垂直的三條YY軸，稱為機械軸。

Y

X1

X

Y

Z

Y

Y

X

X

Y

Y

X

X

Y

Y

X

X

(a)

(b)

1石英晶體濾波器

沿著不同的軸切下，有不同的切型，X切型、Y切型、AT切型、BT、CT……等等。石英晶體具有正、反兩種壓電效應。當石英晶體沿某一電軸受到交變電場作用時，就能沿機械軸產生機械振動，反過來，當機械軸受力時，就能在電軸方向產生電場。且換能性能具有諧振特性，在諧振頻率，換能效率最高。

石英晶體和其他彈性體一樣，具有慣性和彈性，因而存在著固有振動頻率，當晶體片的固有頻率與外加電源頻率相等時，晶體片就產生諧振。2）石英晶體振諧器的等效電路和符號

石英片相當一個串聯諧振電路，可用集中參數Lq、Cq、rq來模擬，Lq為晶體的質量（慣性），Cq

為等效彈性模數，rg

為機械振動中的摩擦損耗。

右圖表示石英諧振器的基頻等效電路。電容C0稱為石英諧振器的靜電容。其容量主要決定于石英片尺寸和電極面積。

一般C0在幾PF～幾十PF。式中

—石英介電常數，s—極板面積，d—石英片厚度

C0

rq

Cq

Lq

JT

b

a

rqLqCqCoab石英晶體的特點是：①等效電感Lq特別大、等效電容Cq特別小，因此，石英晶體的Q值很大，一般為幾萬到幾百萬。這是普通LC電路無法比擬的。

②由于，這意味著等效電路中的接入系數很小,因此外電路影響很小。3）.石英諧振器的等效電抗（阻抗特性）石英晶體有兩個諧振角頻率。一個是左邊支路的串聯諧振角頻率q，即石英片本身的自然角頻率。另一個為石英諧振器的并聯諧振角頻率p。串聯諧振頻率

并聯諧振頻率

顯然

接入系數p很小，一般為10-3數量級，所以p與q很接近。上式忽略rq后可簡化為

當=q時z0=0Lq、Cq串諧諧振，當=p，z0=，回路并諧諧振。當為容性。當時,jx0

為感性。其電抗曲線如上圖所示。

xo

容性

O

容性

wq

wp

感性

并不等于石英晶體片本身的等效電感Lq。石英晶體濾波器工作時，石英晶體兩個諧振頻率之間感性區(qū)的寬度決定了濾波器的通帶寬度。必須指出，在q與p的角頻率之間，諧振器所呈現的等效電感2.陶瓷濾波器

利用某些陶瓷材料的壓電效應構成的濾波器，稱為陶瓷濾波器。它常用鋯鈦酸鉛[Pb(zrTi)O3]壓電陶瓷材料（簡稱PZT）制成。

這種陶瓷片的兩面用銀作為電極，經過直流高壓極化之后具有和石英晶體相類似的壓電效應。優(yōu)點：容易焙燒，可制成各種形狀；適于小型化；且耐熱耐濕性好。它的等效品質因數QL為幾百，比石英晶體低但比LC濾波高。1)陶瓷片的“壓電效應”與“反壓電效應”2)兩端陶瓷濾波器（外形及符號）兩個諧振頻率：

3）三端陶瓷濾波器實物圖：3聲表面波濾波器(SAWF)實物圖：聲表面波濾波器應用實例：

V1是預中放部分，起前置放大作用；Z1為SAWF起集中選頻作用；TA7680AP為彩電圖像中頻放大器IC。1.4電噪聲1.4.1概述1.4.2噪聲的來源和特點1.4.3噪聲系數計算方法

1.4.1概述噪聲是一種隨機信號，其頻譜分布于整個無線電工作頻率范圍，因此它是影響各類收信機性能的主要因素之一。干擾與噪聲的分類如下：

干擾一般指外部干擾，可分為自然的和人為的干擾。自然干擾有天電干擾、宇宙干擾和大地干擾等。人為干擾主要有工業(yè)干擾和無線電器的干擾。

噪聲一般指內部噪聲，也可以分為自然的和人為的噪聲。本章主要討論自然噪聲，對工業(yè)干擾和天電干擾只做簡略的說明。1.4.2噪聲的來源和特點理論上說，任何電子線路都有電子噪聲，但是因為通常電子噪聲的強度很弱，因此它的影響主要出現在有用信號比較弱的場合，在電子線路中，噪聲來源主要有兩方面：電阻熱噪聲和半導體管噪聲，兩者有許多相同的特性。1電阻的熱噪聲電阻由導體等材料組成，導體內的自由電子在一定的溫度下總是處于“無規(guī)則”的熱運動狀態(tài)，這種熱運動的方向和速度都是隨機的。自由電子的熱騷動在導體內形成非常弱的電流。由于en呈現正態(tài)分布，所以又稱其為高斯噪聲電阻熱噪聲作為一種起伏噪聲，具有極寬的頻譜，從零頻一直延伸到10-13Hz以上的頻率，而且它的各個頻率分量的強度是相等的。這種頻譜與白色光的光譜類似，因此將具有均勻連續(xù)的噪聲叫做白噪聲，電阻的熱噪聲就是一種白噪聲。1)熱噪聲電壓和功率譜密度在單位頻帶內，電阻所產生的熱噪聲電壓的均方值為噪聲功率譜密度式中，k為玻耳茲曼常數，為1.38×10-23J/K；T為熱力學溫度，單位為K，電阻熱噪聲等效電路2)線性電路中的熱噪聲①電阻熱噪聲通過兩電阻串聯②熱噪聲通過線路電路結論：對于線性網絡產生的熱噪聲功率譜密度等效為網絡的總等效電阻產生的熱噪聲功率譜密度。例：并聯回路的熱噪聲并聯回路可以等效為Re+jXe（圖（c））,現在看上述輸出噪聲譜密度與Re、Xe的關系。展開化簡后得對比,可得結論：對于線性網絡產生的熱噪聲功率譜密度等效為網絡的總等效電阻產生的熱噪聲功率譜密度。輸出端的均方噪聲電壓為例9求如圖所示網絡輸出至負載電阻RL上的噪聲功率和額定噪聲功率。題意分析：本題所涉及的網絡為純電阻網絡，討論噪聲問題肯定是熱噪聲問題。從題意來看，是要求純電阻網絡的熱噪聲功率。熱噪聲功率與噪聲均方電壓或均方電流有關，計算十分簡單。需要注意的是，均方噪聲電壓或電流是交流形式的均方值另外，ES為信號源而非噪聲源。解：網絡總的等效電阻為討論：（1）對于純電阻網絡，各個電阻產生的熱噪聲大小等效為網絡的總等效電阻產生的熱噪聲（包括均方噪聲電壓、電流或功率）。（2）純電阻網絡或電阻產生的最大噪聲功率，即額定噪聲功率為kTB。（3）對于線性網絡產生的熱噪聲功率譜密度等效為網絡的總等效電阻產生的熱噪聲功率譜密度，其均方噪聲電壓帶寬由線性系統(tǒng)的帶寬決定。網絡輸出的噪聲功率為2二極管的噪聲晶體二極管工作狀態(tài)可分為正偏和反偏兩種。正偏使用時，主要是直流通過pn結時產生散粒噪聲。反偏使用時，因反向飽和電流很小，故其產生的散粒噪聲也小，如果達到反向擊穿（如穩(wěn)壓管），又分兩種情況：齊納擊穿二極管主要是散粒噪聲，個別的有1/f噪聲(閃爍噪聲)。雪崩擊穿二極管的噪聲較大，除有散粒噪聲，還有多態(tài)噪聲，即其噪聲電壓在兩個或兩個以上不同電平上進行隨機轉換，不同電平可能相差若干個毫伏。這種多電平工作是由于結片內雜質缺陷和結寬的變化所引起。

硅二極管工作電壓在4V以下是齊納二極管，7V以上的是雪崩二極管，4V～7V之間兩種二極管都有。為了低噪聲使用，最好選用低壓齊納二極管。3晶體三極管的噪聲晶體三極管的噪聲是設備內部固有噪聲的另一個重要來源。一般說來，在一個放大電路中，晶體三極管的噪聲往往比電阻熱噪聲強得多，在晶體三極管中，除了其中某些分布，如基極電阻rbb′會產生熱噪聲外，還有以下幾種噪聲來源。1).散彈（粒）噪聲在晶體管的PN結中（包括二極管的PN結），每個載流子都是隨機地通過PN結的（包括隨機注入、隨機復合）。大量載流子流過結時的平均值（單位時間內平均）決定了它的直流電流I0，因此真實的結電流是圍繞I0起伏的。這種由于載流子隨機起伏流動產生的噪聲稱為散彈噪聲，或散粒噪聲。因為散彈噪聲和電阻熱噪聲都是白噪聲，前面關于熱噪聲通過線性系統(tǒng)的分析對散彈噪聲也完全適用。這包括均方相加的原則，通過四端網絡的計算以及等效噪聲帶寬等。

晶體管中有發(fā)射結和集電結，因為發(fā)射結工作于正偏，結電流大。而集電結工作于反偏，除了基極來的傳輸電流外，只有反向飽和電流（它也產生散彈噪聲）。因此發(fā)射結的散彈噪聲起主要作用，而集電結的噪聲可以忽略。晶體管中通過發(fā)射結的少數載流子，大部分由集電極收集，形成集電極電流，少數部分載流子被基極流入的多數載流子復合，產生基極電流。由于基極中載流子的復合也具有隨機性，即單位時間內復合的載流子數目是起伏變化的。晶體管的電流放大系數α、β只是反映平均意義上的分配比。這種因分配比起伏變化而產生的集電極電流、基極電流起伏噪聲，稱為晶體管的分配噪聲。

分配噪聲本質上也是白噪聲，但由于渡越時間的影響，響當三極管的工作頻率高到一定值后，這類噪聲的功率譜密度將隨頻率的增加而迅速增大。2).分配噪聲3).閃爍噪聲由于半導體材料及制造工藝水平造成表面清潔處理不好而引起的噪聲稱為閃爍噪聲。它與半導體表面少數載流子的復合有關，表現為發(fā)射極電流的起伏，其電流噪聲譜密度與頻率近似成反比，又稱1/f噪聲。因此，它主要在低頻（如幾千赫茲以下）范圍起主要作用。這種噪聲也存在于其他電子器件中，某些實際電阻器就有這種噪聲。晶體管在高頻應用時，除非考慮它的調幅、調相作用，這種噪聲的影響也可以忽略。4場效應管噪聲在場效應管中，由于其工作原理不是靠少數載流子的運動，因而散彈噪聲的影響很小。場效應管的噪聲有以下幾個方面的來源：溝道電阻產生的熱噪聲，溝道熱噪聲通過溝道和柵極電容的耦合作用在柵極上的感應噪聲，閃爍噪聲。

必須指出，前面討論的晶體管中的噪聲，在實際放大器中將同時起作用并參與放大。有關晶體管的噪聲模型和晶體管放大器的噪聲比較復雜，這里就不討論了。研究噪聲的目的在于如何減少它對信號的影響。因此，離開信號談噪聲是無意義的。

從噪聲對信號影響的效果看，不在于噪聲電平絕對值的大小，而在于信號功率與噪聲功率的相對值，即信噪比，記為S／N（信號功率與噪聲功率比）。即便噪聲電平絕對值很高，但只要信噪比達到一定要求，噪聲影響就可以忽略。否則即便噪聲絕對電平低，由于信號電平更低，即信噪比低于1，則信號仍然會淹沒在噪聲中而無法辨別。因此信噪比是描述信號抗噪聲質量的一個物理量。1.4.3噪聲系數計算方法1噪聲系數的定義噪聲系數可由下式表示設Pi為信號源的輸入信號功率，Pni為信號源內阻RS產生的噪聲功率，Po和Pno分別為信號和信號源內阻在負載上所產生的輸出功率和輸出噪聲功率,Pna表示線性電路內部附加噪聲功率在輸出端的輸出。描述放大器噪聲系數的等效圖要描述放大系統(tǒng)的固有噪聲的大小，就要用噪聲系數，其定義為已知噪聲功率是與帶寬B相聯系的。噪聲系數與輸入信號大小無關。定義：Pni為信號源內阻Rs的最大輸出功率，為kTB噪聲系數的大小與四端網絡輸入端的匹配情況無關噪聲系數的定義只適用于線性或準線性電路信噪比與負載的關系設信號源內阻為RS，信號源的電壓為US（有效值），當它與負載電阻RL相接時，在負載電阻RL上的信噪比計算如下：信號源內阻噪聲在RL上的功率在負載兩端的信噪比結論：信號源與任何負載相接本不影響其輸入端信噪比，即無論負載為何值，其信噪比都不變，其值為負載開路時的信號電壓平方與噪聲電壓均方值之比。在負載兩端的信噪比信號源在RL上的功率用額定功率和額定功率增益表示的噪聲系數放大器輸入信號源電路如圖所示。任何信號源加上負載后，其信噪比與負載大小無關，信噪比均為信號均方電壓（或電流）與噪聲均方電壓（或電流）之比。放大器的噪聲系數NF為Pasi和Pao分別為放大器的輸入和輸出額定信號功率，Pani和Pano分別為放大的輸入和輸出額定噪聲功率，Gpa為放大器的額定功率增益。以額定功率表示的噪聲系數2.噪聲系數的計算

額定功率,又稱資用功率或可用功率,是指信號源所能輸出的最大功率,它是一個度量信號源容量大小的參數,是信號源的一個屬性,它只取決于信號源本身的參數——內阻和電動勢,與輸入電阻和負載無關,如圖所示。

（a）電壓源;（b）電流源放大器的噪聲系數NF為對于無源二端口網絡，輸出端匹配時，輸出的額定噪聲功率Pano=kTB,所以噪聲系數:因為Pani=kTB,

抽頭回路的噪聲系數將信號源電導等效到回路兩端,為p2gS,等效到回路兩端的信號源電流為pIS,輸出端匹配時信號源的最大輸出功率，即二端網絡輸出端最大功率為：

輸入端信號源的最大輸出功率,即二端網絡最大輸入功率為：因此,網絡的噪聲系數為例10求如圖所示虛線所含網絡噪聲系數。方法一：額定功率增益法＋US－方法二：開路電壓法（戴維南定理）＋Un－根據定義,級聯后總的噪聲系數為3.級聯網絡噪聲系數式中,Pno為總輸出額定噪聲功率,它由三部分組成:經兩級放大的輸入信號源內阻的熱噪聲;經第二級放大的第一級網絡內部的附加噪聲;第二級網絡內部的附加噪聲,即RLNN按噪聲系數的表達式,Pna1和Pna2可分別表示為則將上式代入定義，得多級放大器噪聲系數的計算多級放大器噪聲系數計算等效圖多級放大器的總噪聲系數計算公式為：NNNN從上式可以看出,當網絡的額定功率增益遠大于1時,系統(tǒng)的總噪聲系數主要取決于第一級的噪聲系數。越是后面的網絡,對噪聲系數的影響就越小,這是因為越到后級信號的功率越大,后面網絡內部噪聲對信噪比的影響就不大了。因此,對第一級來說,不但希望噪聲系數小,也希望增益大,以便減小后級噪聲的影響。多級放大器的總噪聲系數計算公式為：例11下圖是一接收機的前端電路,高頻放大器和場效應管混頻器的噪聲系數和功率增益如圖所示。試求前端電路的噪聲系數(設本振產生的噪聲忽略不計)。

解將圖中的噪聲系數和增益化為倍數,有因此,前端電路的噪聲系數為