精品文檔-下載后可編輯關(guān)于多級低通有源濾波器的增益及Q值排序的深入思考-基礎(chǔ)電子概要

常見的多級低通有源濾波器的增益排序方法是把大部分乃至全部增益放在級。如果只考慮要降低低頻的輸入?yún)⒖荚肼?，這是正確的設(shè)計(jì)方法。然而，其它的幾種考慮因素可能會(huì)使您改變這種增益排序，以實(shí)現(xiàn)更為出色的實(shí)施方案。這些需要考慮因素包括：每級特征頻率范圍內(nèi)的噪聲峰值效應(yīng)、高Q值高增益級的過沖導(dǎo)致壓擺范圍受限和/或削波、可靠實(shí)施所需的放大器帶寬。本文將對上述情況進(jìn)行描述，為其找出相應(yīng)實(shí)施方案，并對這些方案的效果進(jìn)行詳解。

多級低通有源濾波器的設(shè)計(jì)考慮因素

每個(gè)多級有源濾波器設(shè)計(jì)人員都不得不為各級Q值的排序和每級該分配多少增益之間的折衷而大傷腦筋。如果濾波器的總增益要大于1，簡單的設(shè)計(jì)方法就是把大部分乃至全部的增益放在級。經(jīng)過正確分析得出這種方法可以實(shí)現(xiàn)輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲（當(dāng)噪聲頻率遠(yuǎn)低于濾波器特性頻率時(shí)）。另外，對于標(biāo)準(zhǔn)的多極點(diǎn)設(shè)計(jì)，需要從低到高布置一系列的Q值。在哪里布置Q值的是一個(gè)非常重要的考慮因素，實(shí)際上也是實(shí)施方案成功與否的關(guān)鍵。這些Q值的會(huì)出現(xiàn)的輸出噪聲峰值，也是有可能導(dǎo)致壓擺范圍受限和/或者削波的階躍響應(yīng)過沖的地方。許多設(shè)計(jì)工具把這放在前面，這恰與將大多數(shù)增益放在級的目標(biāo)相沖突。有些設(shè)計(jì)工具則把大多數(shù)增益放在，結(jié)果導(dǎo)致噪聲峰值遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過必要水平，增大了濾波器輸出的整體噪聲。某些設(shè)計(jì)工具則采用折中方法，把Q值的放在中間（針對4階以上而言），這種方法似乎非常適用于某些應(yīng)用。

在采用有自身性能限制的真實(shí)部件來真正構(gòu)建這些濾波器時(shí)，上述的考慮就不再是紙上談兵。使用一種近期開發(fā)的在線設(shè)計(jì)工具（參考資料1），可以開發(fā)出多種能夠?qū)崿F(xiàn)相同目標(biāo)頻率響應(yīng)的。在選擇不同的增益和Q值排序的情況下，它們的階躍響應(yīng)、噪聲以及要求的放大器性能裕量會(huì)大相徑庭。

當(dāng)然，只有在設(shè)計(jì)的低頻通帶總增益大于1的情況下才需要考慮增益排序。盡管增益和Q值排序問題也適用于多級反饋(MFB)或無窮大增益拓?fù)?，這里將使用SallenKey濾波器(SKF)來說明問題和結(jié)果。有資料顯示特定SKF級實(shí)現(xiàn)的增益是受限的（參考資料2）。這只在阻容解決方案受到某些其它限制時(shí)才會(huì)出現(xiàn)。一般假設(shè)需要等電容設(shè)計(jì)，實(shí)際上這將限制每級可實(shí)現(xiàn)的增益。然而，對于板級實(shí)施方案來說，等電容假設(shè)是人為的，可能對于針對集成的設(shè)計(jì)流程更有用處。這里的設(shè)計(jì)不局限于等阻或是等容，讓設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)通帶內(nèi)任何需要的增益。不過，需要注意的是，隨著增益的增加，這會(huì)加劇濾波器對組件變化和增益變化的靈敏度。增益的增加要求該級用于設(shè)置濾波器和增益的阻容元件具有更小的阻容容差。當(dāng)然現(xiàn)在已經(jīng)可以提供這樣的元件。

參考資料1的設(shè)計(jì)流程傾向于增大電阻，讓電阻產(chǎn)生的噪聲與運(yùn)算放大器固有噪聲相比可忽略不計(jì)。同時(shí)設(shè)置1/R2C2極點(diǎn)，使之降低濾波器級的內(nèi)部噪聲增益峰值（圖1）

圖1.基本的SKF二階低通濾波器

在各級增益分配中對要求的運(yùn)算放大器帶寬的考慮

圖1所示的設(shè)計(jì)要成功實(shí)施，必須估算出的放大器閉環(huán)帶寬。通常，如果要求放大器帶寬乘數(shù)是目標(biāo)Fo的100倍到200倍，就比較容易實(shí)現(xiàn)。更為復(fù)雜的設(shè)計(jì)會(huì)根據(jù)該級增益和目標(biāo)Q值來計(jì)算目標(biāo)帶寬，從而得到放大器帶寬隨Fo和Q值變化而變化的理想靈敏度。

帶寬乘數(shù)計(jì)算隨Q值變化（在給定增益下）的示例見圖2。該圖顯示的是圖1電路的放大器帶寬與Fo之比，其目的是提供恰好足夠的放大器帶寬，實(shí)現(xiàn)高精度的濾波器實(shí)施方案，從而在帶寬變化為15%的情況下，F(xiàn)o變化不超過2%（參考資料3）。使用帶寬裕量高于本設(shè)計(jì)的放大器當(dāng)然是可以的，不過本設(shè)計(jì)的目的是降低成功設(shè)計(jì)的門檻。

圖2.所需的運(yùn)算放大器帶寬與增益和Q值的關(guān)系

要注意的是，本圖重點(diǎn)強(qiáng)調(diào)帶寬。這樣可以使用電流反饋放大器(CFA)或電壓反饋放大器(VFA)器件來實(shí)現(xiàn)SKF拓?fù)?。CFA器件在一定的增益范圍內(nèi)，能夠保持恒定的閉環(huán)帶寬，故特別適合用于實(shí)現(xiàn)高增益。本圖（根據(jù)參考資料1的算法得出）在這個(gè)方面表現(xiàn)得特別明顯。舉例來說，在增益為2，Q值為0.5的情況下，它只需要7倍的帶寬裕量。在25倍帶寬裕量下，增益可以達(dá)到10，Q值達(dá)到4.5。這些相對適度的設(shè)計(jì)裕量允許使用更多種類的物理器件來實(shí)現(xiàn)特定的濾波器標(biāo)準(zhǔn)，但需要使用某些支持該帶寬的可以調(diào)整組件的算法，才能達(dá)成濾波器的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)。采用理想等式來計(jì)算阻容值的設(shè)計(jì)流程需要放大器帶寬具有更大的裕量。

若使用VFA器件，需要進(jìn)行如下修正：將每個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)與增益相乘，得到所需的增益帶寬積與Fo的比例。如圖3所示，所有的曲線都上移并展開。

圖3.給定增益條件下所需的帶寬增益積與Q值參數(shù)

這里我們可以開始研究使用VFA器件構(gòu)建的簡單二階SKF實(shí)現(xiàn)更高Q值和更高放大級增益所需的某些極端乘數(shù)。舉例來說，如果增益為10、Q值為1，本曲線說明我們需要增益帶寬積至少為215xFo的放大器。在Fo為1KHz時(shí)，這個(gè)要求并不難實(shí)現(xiàn)。但是如果Fo大于1MHz，就會(huì)比較困難。這就是為什么具有級增益的更高速SKF傾向于使用CFA運(yùn)算放大器的原因。

設(shè)計(jì)一款實(shí)用、分立式運(yùn)算放大器的多級有源濾波器要求每的帶寬只要滿足本級的需要即可。一般來說，過大的帶寬裕量是有代價(jià)的，或會(huì)增加功耗，或會(huì)增加購買成本。此外，在各級的帶寬和壓擺率要求能夠保持在大致相當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)的條件下，還可以使用由統(tǒng)一基礎(chǔ)放大器型號構(gòu)成的多通道器件來實(shí)現(xiàn)多級濾波器。在理想條件下，可以通過在圖2或者圖3上畫一條水平線來獲得完全相同的帶寬要求，然后使用水平線與參數(shù)曲線的交叉點(diǎn)來設(shè)置每的增益和Q值。然而，由此引申的更加直觀的解讀足以滿足我們的需要。這些曲線明確地說明，隨著Q值或者Fo的增加，該級分配的增益應(yīng)該減少。除了Butterworth濾波器的每Fo值都相等，其他濾波器在大于三階的情況下，每級的Fo都會(huì)發(fā)生變化。多數(shù)典型的低通濾波器的形態(tài)是Fo隨Q值增大。這使所需放大器的帶寬受到的影響大于圖2和圖3中顯示的Q值相關(guān)性的影響（如圖2和圖3所示），但這種影響很大程度上要取決于所選擇的特定濾波器的形狀。

下面將舉例說明這種影響。以一個(gè)六階、0.5度等紋波相位低通濾波器為例。該濾波器Fcutoff為200KHz，總體增益為10。我們首先采用增益逐級遞增，Q值逐級遞減的方法，然后采用反向操作，增益逐級遞減的方法，然后將每種方法估算的放大器帶寬和增益帶寬積記錄在表格里。后者對是否只能對這些級采用VFA非常重要。該濾波器形狀在輸出端具有非常出色的低過沖階躍響應(yīng)，但在濾波器內(nèi)部各級會(huì)產(chǎn)生一定程度的振鈴和過沖現(xiàn)象。

圖4所示的設(shè)計(jì)按照參考資料1的思路，共分為三級。Q值的放在級，增益；中間Q值略低，增益略比級大；Q值，增益?？梢姀淖蟮接褾o逐漸減小，增益逐漸變大。

圖4.此增益和Q值分配更為接近帶寬和壓擺率要求

另外，我們也可以采用更為常見的方式來設(shè)計(jì)，將級的增益設(shè)置為，逐級遞減。一般來說，這樣可以提供更低的輸入?yún)⒖荚肼?。這對低頻率來說是可行的，但不會(huì)像想象的那樣對整體輸出噪聲產(chǎn)生太大影響。圖5所示為同樣的濾波器標(biāo)準(zhǔn)，三級增益分別按5、2、1排序，實(shí)現(xiàn)了相同的整體濾波器形態(tài)。同時(shí)Q值和Fo排序從輸入到輸出也呈現(xiàn)出由高到低的態(tài)勢。

圖5.使用更常見的設(shè)計(jì)流程的增益和Q值分配

使用生成上面曲線的算法，我們可以把估算的放大器帶寬乘以該級增益，得到每所需的增益帶寬積，并制成表格。雖然這種算法只在參考資料1中有所提及，但大多數(shù)設(shè)計(jì)工具有類似的通過Fo、Q值和增益得到所需的放大器帶寬的計(jì)算，因此得出的結(jié)果也是類似的。我們還可以計(jì)算出每所需的壓擺率峰值。具體計(jì)算將在后文介紹。我們這里的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)4Vpp的終輸出擺幅，通過綜合每輸出的標(biāo)稱擺幅和Q值較的過沖階躍響應(yīng)導(dǎo)致的增大了的dV/dT峰值，我們可以估算出所需的壓擺率峰值。

上述表中文字

圖6.所需的增益帶寬積和壓擺率的比較

每種方法對帶寬的要求體現(xiàn)出值得注意的差異。很明顯第二種方法要求的帶寬增益積變化較大（35：1，而種方法的帶寬增益積基本是恒定的）。此外，由于現(xiàn)在頭兩級要求較高的壓擺率，與種設(shè)計(jì)相比，參考資料1提出的設(shè)計(jì)流程需要在頭兩級采用速度較高的器件（圖5），（ISL28191的GBP是61MHz，ISL28114的GBP是7.7MHz）。的壓擺率保持不變，但前面兩級現(xiàn)在要求更高的壓擺率。終的輸出總是在固定的目標(biāo)輸出步長和濾波器整體形態(tài)下達(dá)到相同的壓擺率，不過種設(shè)計(jì)在前兩級要求較低的峰值壓擺率，這在每都使用同樣的放大器的情況下，是更加受歡迎的。

雖然可能找到某種“優(yōu)化”算法來實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的增益分配，以得到固定的增益帶寬標(biāo)準(zhǔn)，但以本文所述的大略的方法來分配增益可以便于歸集所需的放大器帶寬。出于多種原因，在濾波器級數(shù)超過的情況下，高Q值的級增益應(yīng)保持較低，而如果需要更為一致、適中的放大器帶寬標(biāo)準(zhǔn)，應(yīng)更多地將總增益分配到較低Q值的級上。這樣還會(huì)得到較低的Q值隨Ko變化的靈敏度。

但是如果把設(shè)計(jì)1中的Q值從輸入到輸出由高到低排序會(huì)怎么樣呢？這樣確實(shí)看起來更能保持各級所需壓擺率的一致性，另外還可以在削波和整體噪聲方面體現(xiàn)出優(yōu)勢。

二階階躍響應(yīng)所需的壓擺率峰值計(jì)算

多級有源濾波器的每都會(huì)產(chǎn)生輸出電壓轉(zhuǎn)換，這就要求限制dV/dT。在這個(gè)由階躍響應(yīng)主導(dǎo)的例子中，如果該dV/dT超過了選定的運(yùn)算放大器的額定壓擺率，階躍響應(yīng)通常會(huì)大幅偏離預(yù)期值。因此，在謹(jǐn)慎的增益和Q值排序方法中，我們需要考慮內(nèi)部和輸出級對dV/dt峰值的隱含要求。頻域主導(dǎo)的應(yīng)用會(huì)對每輸出都有隱含的壓擺率要求。在這種情況下，以總體響應(yīng)的SFDR來作為標(biāo)準(zhǔn)會(huì)更加有意義，但這方面的討論已經(jīng)超出了本文的范圍，不過可以得出與本例使用的階躍響應(yīng)主導(dǎo)的分析類似的結(jié)論。

雖然多級有源濾波器內(nèi)部實(shí)際的波形在時(shí)域上可以非常復(fù)雜，但可以采用合理的保守方法，把每當(dāng)成受到了理想的輸入階躍激勵(lì)來分析。任何真實(shí)的濾波器產(chǎn)生的級間輸入的邊緣速率都會(huì)低于理想階躍，這樣就給我們一些設(shè)計(jì)裕量，并允許使用較為簡單的等式。

如果我們假定任一二階低通濾波器級受到理想輸入階躍激勵(lì)后會(huì)產(chǎn)生Vopp的目標(biāo)擺幅，我們就可以通過分析輸出時(shí)間波形得出dV/dt峰值。有意思的是，其結(jié)果在文獻(xiàn)中很難找到，不過從參考資料4（等式55），我們可以得到一個(gè)簡單的近似等式，如等式1所示。

等式1

如果我們知道理想的輸出端完整步長以及第二級的F-3db，這個(gè)近似等式可以幫助我們很方便地得出dV/dt峰值。我們可以通過下面的式子從目標(biāo)濾波器極點(diǎn)得到F-3dB

等式2

根據(jù)設(shè)計(jì)1和設(shè)計(jì)2所舉的例子，每F-3db的值計(jì)算如表1所示。（記住我們保持Q值和Fo排序不變，只是簡單地分配了不同的增益，使濾波器內(nèi)部的階躍幅度不同）

表1.

那么我們再來觀察Q值的，這通常也有的Fo，也就是的帶寬。如果我們能夠推測出固定的輸出Vpp標(biāo)準(zhǔn)，就可以讓等式1的結(jié)果落在更小的范圍內(nèi)。簡單的方法是隨F-3db帶寬的增加，降低所需的Vstep。設(shè)計(jì)1實(shí)際上就是通過在輸入級使用更低的增益做到了這一點(diǎn)。而設(shè)計(jì)2顯示了沒有降低較高Q值級（圖6）所需的Vstep得到的壓擺率結(jié)果（如圖6所示）。圖6顯示的設(shè)計(jì)1和設(shè)計(jì)2的壓擺率是以4Vpp的終輸出目標(biāo)擺幅為條件得出的。具體是使用等式1計(jì)算出該輸出條件下的壓擺率（使用2倍乘數(shù)以得到額外裕量），然后用該級標(biāo)稱擺幅除以該級標(biāo)稱增益得出由前進(jìn)入的步長，使用該擺幅和該級的F-3db計(jì)算所需的壓擺率，依次類推回級。

每個(gè)Q值較高的級都會(huì)在階躍響應(yīng)中產(chǎn)生相當(dāng)大的過沖。設(shè)計(jì)1通過讓有較高過沖的級的擺幅較低，并從輸入到輸出逐步增大階躍擺幅來避免削波。設(shè)計(jì)1的階躍響應(yīng)仿真運(yùn)行結(jié)果（參考資料1）得出的階躍響應(yīng)如圖7所示。該圖展示了通過濾波器每的輸入和輸出電壓。注意擺幅的逐漸增大和終輸出級極低的過沖。這是這種類型濾波器形態(tài)的典型特征。其在+/-2.5V雙極電源下產(chǎn)生+/-2V雙極性擺幅。

圖7.設(shè)計(jì)1的階躍響應(yīng)仿真

相比之下，設(shè)計(jì)2的階躍響應(yīng)在級間出現(xiàn)了削波，導(dǎo)致非常不理想的仿真響應(yīng)結(jié)果。這是因?yàn)榧壍脑鲆孑^大導(dǎo)致設(shè)計(jì)中較早出現(xiàn)了大擺幅。如圖8所示，仿真中宏模型正確的預(yù)計(jì)到第二級的輸出會(huì)出現(xiàn)削波，而將其干凈地濾除了。

圖8.設(shè)計(jì)2的階躍響應(yīng)出現(xiàn)削波

這明顯比設(shè)計(jì)1的效果差。雖然這是個(gè)有些極端的例子，但這也確實(shí)說明了用增益來降低級間削波風(fēng)險(xiǎn)的重要意義。

多級濾波器Q值排序?qū)υ肼曉鲆娣逯档目紤]

對曾經(jīng)測量過SKF濾波器輸出噪聲頻譜的人來說，都會(huì)有些驚訝地發(fā)現(xiàn)噪音峰值有多么高。SKF濾波器的一項(xiàng)不為人注意的特性是其高峰值噪聲增益在某種程度上可以通過認(rèn)真選擇電阻值來減輕。

運(yùn)算放大器線路的“噪聲增益”指輸出電壓的分壓比與差分輸入電壓比值的倒數(shù)。這也給出了運(yùn)算放大器自身的輸入噪聲電壓到輸出端的增益的頻率響應(yīng)。同樣它還是運(yùn)算放大器開環(huán)增益與該噪聲增益的比，即SKF濾波器內(nèi)部通帶頻率上的環(huán)路增益。這是極為有用的因子，它說明環(huán)路增益越大，諧波失真越低。因此，出于多種原因考慮，應(yīng)了解并盡力降低SKF的噪聲增益峰值。

等式3所示的是圖1二階低通SKF濾波器的噪聲增益拉普拉斯傳遞函數(shù)的基本形式。分子是一個(gè)二次多項(xiàng)式，實(shí)數(shù)零點(diǎn)分布在較寬的范圍內(nèi)（一個(gè)小于ω0，一個(gè)大于ω0），而分母的極點(diǎn)是濾波器需要的極點(diǎn)。這個(gè)分母的表達(dá)式實(shí)際上是導(dǎo)入增益元件前的無源2R和2C電路的極點(diǎn)等式（將圖1中的放大器從電路中去除，讓C2接地，就可以得到C2之上的從輸入到輸出端的傳遞函數(shù)，而這個(gè)表達(dá)式的極點(diǎn)就是SKF噪聲增益表達(dá)式的分母）。

等式3噪聲增益à

分母等式與所需的濾波器響應(yīng)一致。如果我們在分母的線性系數(shù)中用Ko/R2C2項(xiàng)來做替代，然后按濾波器指標(biāo)項(xiàng)重寫等式，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)實(shí)際上我們在噪聲增益響應(yīng)方面沒有多少裕量。

等式4濾波器指標(biāo)項(xiàng)的噪聲增益à

除1/R2C2極點(diǎn)外，該等式中的每一項(xiàng)都已經(jīng)被所需的濾波器形態(tài)、DC增益以及Ko決定了。這種現(xiàn)象在某種程度上可以用來降低噪聲增益峰值，但噪聲增益峰值主要還是受控于所需的濾波器Q值。簡單地說，讓SKF濾波器的R1/R2值大致處于0.15至0.7之間。使該比例盡量接近0從數(shù)學(xué)上來說是準(zhǔn)確無誤的，這樣可以減少噪聲增益峰值，但R1為0又會(huì)帶來其它問題。

所以噪聲增益在頻率范圍內(nèi)始于Ko，終于Ko。在ω0附近，由于極點(diǎn)等式反映的所需的濾波器形態(tài)（Q.707會(huì)在所需的頻率響應(yīng)內(nèi)形成峰值）和低于ω0時(shí)形成的零點(diǎn)造成的峰值，因此會(huì)有較大峰值出現(xiàn)。一個(gè)顯然的問題是運(yùn)算放大器環(huán)路內(nèi)的噪聲增益峰值是否會(huì)影響穩(wěn)定。在峰值位于放大器開環(huán)響應(yīng)范圍內(nèi)的時(shí)候會(huì)影響穩(wěn)定。不過，即便在圖1和圖2所示的極低帶寬裕量條件下，噪聲增益曲線與開環(huán)增益的交點(diǎn)也會(huì)遠(yuǎn)高于下面所示的峰值。但是這個(gè)問題說明了不要采用太大的放大器帶寬與Fo乘數(shù)。理論上講，可以使用幾乎任何放大器帶寬，通過迭代，得到所需濾波器形態(tài)要求的電阻值和電容值。不過讓放大器帶寬與Fo的比值過大就會(huì)引起局部環(huán)路穩(wěn)定問題。

圖9所舉示例顯示的是設(shè)計(jì)1級的噪聲增益幅度。它采用參考資料1的設(shè)計(jì)算法，首先控制R1+R2的值使加在運(yùn)算放大器自身的噪聲近乎可以忽略，然后在上面建議的范圍內(nèi)設(shè)置R1/R2比例。

圖9.設(shè)計(jì)1級的噪聲增益幅度

這里的初始增益是1.5V/V，終的噪聲增益是3.56dB。在414KHz的Fo頻率附近，我們發(fā)現(xiàn)了峰值驚人，增益增加了近11.4dB，高達(dá)15dB，是濾波器所需增益的3.7倍。這所需的濾波器形態(tài)只體現(xiàn)出了從3.56dB的DC增益到增益8.44dB的峰值，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于隱藏于該響應(yīng)中的噪聲增益峰值。如果該較高Q值級還能提供更多濾波器總增益，整個(gè)曲線將會(huì)上移。這將在后面演示。

謹(jǐn)慎起見，應(yīng)該在該超高噪聲峰值之后安排Q值更低、Fo更低的級。這樣可以過濾這些峰值，實(shí)現(xiàn)較低的整體輸出噪聲。

圖10顯示的是設(shè)計(jì)1濾波器每的輸出噪聲。它包含了根據(jù)參考資料1生成的設(shè)計(jì)的全部參數(shù)、噪聲電壓、噪聲電流以及電阻噪聲。前兩級的輸出有明顯的噪聲峰值，但終輸出噪聲峰值近乎可以忽略，因?yàn)榈腝值較小。這里的噪聲峰值在190KHz時(shí)為1.76?V/√Hz。

圖10.設(shè)計(jì)1的輸出噪聲圖

讓我們回到設(shè)計(jì)2，采用ISL28113來完成設(shè)計(jì)，根據(jù)下面的噪聲圖（設(shè)計(jì)中經(jīng)設(shè)置電阻后會(huì)以運(yùn)算放大器噪聲電壓為主，故該圖主要體現(xiàn)的是運(yùn)算放大器的電壓噪聲效果）進(jìn)行輸出噪聲的公平比較。該圖顯示前兩級都出現(xiàn)了明顯的噪聲峰值，但由于Fo和Q值相對較低，起到了良好的濾除作用。該圖顯示200KHz時(shí)噪聲峰值為1.49?V/√Hz，略低于設(shè)計(jì)1。

圖11.設(shè)計(jì)2的輸出噪聲

因此，在這種情況下，把增益更多地放在級確實(shí)可以輕微降低總輸出噪聲。但一定要把Q值的布置在，這一點(diǎn)是非常重要的。把Q值的級放在后面的設(shè)計(jì)會(huì)導(dǎo)致的整體噪聲。即便該級的DC增益只有1，其較高的頻率峰值也會(huì)形成不理想的整體噪聲結(jié)果。

有興趣的話，還可以計(jì)算出兩個(gè)設(shè)計(jì)的輸出噪聲Vpp。計(jì)算的方法是將頻率范圍內(nèi)的輸出噪聲功率相加得到（V