1、籠型異步電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）轉差功率不變型調(diào)速系統(tǒng),電力拖動自動控制系統(tǒng),第 6 章,概 述,異步電機的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在調(diào)速時轉差功率不隨轉速而變化，調(diào)速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術措施后能實現(xiàn)高動態(tài)性能，可與直流調(diào)速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應用面很廣，是本篇的重點。,本章提要,變壓變頻調(diào)速的基本控制方式 異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性 *電力電子變壓變頻器的主要類型 變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術 基于異步電動機穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速 異步電動機的動態(tài)數(shù)學模型和坐標變換 基于動態(tài)模型按轉子磁鏈定向的矢量控

2、制系統(tǒng) 基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉矩控制系統(tǒng),6.1 變壓變頻調(diào)速的基本控制方式,在進行電機調(diào)速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導致過大的勵磁電流，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。,對于直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應有恰當?shù)难a償， m 保持不變是很容易做到的。 在交流異步電機中，磁通 m 由定子和轉子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費一些周折了。,定子每相電動勢,（6-1）,式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值，單位為V；,定子頻率

3、，單位為Hz；,定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；,基波繞組系數(shù)；,每極氣隙磁通量，單位為Wb。,f1,Ns,kNs,m,由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達到控制磁通m 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。,1. 基頻以下調(diào)速,由式（6-1）可知，要保持 m 不變，當頻率 f1 從額定值 f1N 向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低 Eg ，使,常值 （6-2）,即采用恒值電動勢頻率比的控制方式。,恒壓頻比的控制方式,然而，繞組中的感應電動勢是難以直接控制的，當電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認為定子相電壓 Us Eg，則得 （6-3） 這是恒壓頻比的

4、控制方式。,但是，在低頻時 Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補償定子壓降。 帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a 線。,帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性,a 無補償,b 帶定子壓降補償,2. 基頻以上調(diào)速,在基頻以上調(diào)速時，頻率應該從 f1N 向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN ，最多只能保持Us = UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。,變壓變頻控制特性,

5、圖6-2 異步電機變壓變頻調(diào)速的控制特性,Us,mN,m,如果電機在不同轉速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉矩也恒定，屬于“恒轉矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉速升高時轉矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。,6.2 異步電動機電壓頻率協(xié)調(diào)控制時 的機械特性,本節(jié)提要 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性 基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性 基頻以上恒壓變頻時的機械特性 恒流正弦波供電時的機械特性,6.2.1 恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的 機械特性,第5章式（5-3）已給出異步電機在恒壓恒頻正

6、弦波供電時的機械特性方程式 Te= f (s)。 當定子電壓 Us 和電源角頻率 1 恒定時，可以改寫成如下形式：,（6-4）,特性分析,當s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則 （6-5） 也就是說，當s很小時，轉矩近似與s成正比，機械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖6-3。,特性分析（續(xù)）,當 s 接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，則,（6-6）,即s接近于1時轉矩近似與s成反比，這時， Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。,機械特性,當 s 為以上兩段的中間數(shù)值時，機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。,sm,圖6-3 恒壓恒頻時異步電機的機械特性,6

7、.2.2 基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的 機械特性,由式（6-4）機械特性方程式可以看出，對于同一組轉矩 Te 和轉速 n（或轉差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。 在 Us 和 1 的不同配合下機械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協(xié)調(diào)控制。,1. 恒壓頻比控制（ Us /1 ）,在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機鐵心，發(fā)揮電機產(chǎn)生轉矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉速自然要隨頻率變化。,（6-7）,在式（6-5）所表示的機械特性近似直線段上，可以導出,（6-9）,帶負載時的轉速降落為,（6-8）,由此可見，

8、當 Us /1 為恒值時，對于同一轉矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機變壓調(diào)速時的情況基本相似。,所不同的是，當轉矩增大到最大值以后，轉速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉矩值越小，可參看第5章式（5-5），對式（5-5）稍加整理后可得,（6-10）,可見最大轉矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖6-4。,機械特性曲線,圖6-4 恒壓頻比控制

9、時變頻調(diào)速的機械特性,補償定子壓降后的特性,2. 恒 Eg /1 控制,下圖再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應電 動勢； Er 轉子全磁通在轉子繞組中的感應電動勢 （折合到定子邊）。,異步電動機等效電路,特性分析,如果在電壓頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當?shù)靥岣唠妷?Us 的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。,特性分析（續(xù)）,由等效電路可以看出,（6-11）,代入電磁轉矩關系式，得,

10、（6-12）,特性分析（續(xù)）,利用與前相似的分析方法，當s很小時，可忽略式（6-12）分母中含 s 項，則,（6-13）,這表明機械特性的這一段近似為一條直線。,特性分析（續(xù)）,當 s 接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 項，則,（6-14）,s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。,性能比較,但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數(shù)要小于恒 Us /1 特性中的同類項，也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的線性段范圍更寬

11、。,性能比較（續(xù)）,將式（6-12）對 s 求導，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉矩時的轉差率,（6-15）,和最大轉矩,（6-16）,性能比較（續(xù)）,值得注意的是，在式（6-16）中，當Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 Us /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目標。,機械特性曲線,Temax,恒 Eg /1 控制時變頻調(diào)速的機械特性,3. 恒 Er /1 控制,如果把電壓頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓再進一步提高，把轉子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可

12、寫出,（6-17）,代入電磁轉矩基本關系式，得,（6-18）,現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖6-6。,幾種電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較,圖6-6 不同電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機械特性,恒 Er /1 控制,恒 Eg /1 控制,恒 Us /1 控制,a,b,c,顯然，恒 Er /1 控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。 現(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？,按照式（6-1）電動勢和磁通的關系，可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁

13、通的感應電動勢 Eg 對應于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉子全磁通的感應電動勢 Er 就應該對應于轉子全磁通幅值 rm ：,（6-19）,由此可見，只要能夠按照轉子全磁通幅值 rm = Constant 進 行控制，就可以獲得 恒 Er /1 了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細討論。,4幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較,綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機械特性。,（1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實

14、行補償。,（2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉藴?，可以在穩(wěn)態(tài)時達到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉矩的能力仍受到限制。,（3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他勵電機一樣的線性機械特性，按照轉子全磁通 rm 恒定進行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在動態(tài)中也盡可能保持 rm 恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標，當然實現(xiàn)起來是比較復雜的。,6.2.3 基頻以上恒壓變頻時的機械特性,性能分析 在基頻以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓 Us= UsN 不變，式（6-4）的機械特性方程式可寫成,（6-20）,性能分析（續(xù)）,而

15、式（6-10）的最大轉矩表達式可改寫成 （6-21） 同步轉速的表達式仍和式（6-7）一樣。,機械特性曲線,恒功率調(diào)速,由此可見，當角頻率提高時，同步轉速隨之提高，最大轉矩減小，機械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。,圖6-7 基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機械特性,由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導致轉矩的減小，但轉速升高了，可以認為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。 最后，應該指出，以上所分析的機械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機械特性受到扭曲，并增加電機中的損耗。因此在設計變頻裝置時，應盡量減少輸出電壓中的諧波。,6.2.4 恒流正

16、弦波供電時的機械特性,在變頻調(diào)速時，保持異步電機定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實現(xiàn)的，這種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動靜態(tài)性能。 恒流供電時的機械特性與上面分析的恒壓機械特性不同，現(xiàn)進行分析。,轉子電流計算,設電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動機等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得,轉子電流計算（續(xù)）,電流幅值為 （6-22）,電磁轉矩公式,將式（6-22）代入電磁轉矩表達式得 （6-23）,最大轉矩及其轉差率,取dTe /dt = 0，可求出恒流機械特性的最大轉矩值 （6-24） 產(chǎn)生最大轉矩時的轉差率為 （6-25）,機

17、械特性曲線,按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機械特性示于圖6-8。,性能比較,第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機械特性的最大轉差率和最大轉矩，現(xiàn)再錄如下： （5-4） （5-5）,性能比較（續(xù)）,比較恒流機械特性與恒壓機械特性，由上述表達式和特性曲線可得以下的結論： （1）恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似，都有理想空載轉速點（s=0，Te= 0）和最大轉矩點（ sm ，Temax ）。,性能比較（續(xù)）,（3）恒流機械特性的最大轉矩值與頻率無關，恒流變頻時最大轉矩不變，但改變定子電流時，最大轉矩與電流的平方成正比。,性能比較（續(xù)）,小 結,電壓Us與頻率1是變頻器異步電動機調(diào)速系

18、統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調(diào)速時需要對這兩個控制變量進行協(xié)調(diào)控制。 在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。 在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)速方法。,*6.3 電力電子變壓變頻器的主要類型,本節(jié)提要 交-直-交和交-交變壓變頻器 電壓源型和電流源型逆變器 180導通型和120導通型逆變器, 引 言,如前所述，對于異步電機的變壓變頻調(diào)速，必須具備能夠同時控制電壓幅值和頻率的交流電源，而電網(wǎng)提供的是恒壓恒頻的電源，因此應該配置變壓變頻器，又稱VVVF（Variable Voltage Variable Freq

19、uency）裝置。,最早的VVVF裝置是旋轉變頻機組，即由直流電動機拖動交流同步發(fā)電機，調(diào)節(jié)直流電動機的轉速就能控制交流發(fā)電機輸出電壓和頻率。自從電力電子器件獲得廣泛應用以后，旋轉變頻機組已經(jīng)無例外地讓位給靜止式的變壓變頻器了。,*6.3.1 交-直-交和交-交變壓變頻器,從整體結構上看，電力電子變壓變頻器可分為交-直-交和交-交兩大類。 1.交-直-交變壓變頻器 交-直-交變壓變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如下圖所示。,交-直-交變壓變頻器基本結構,圖6-9 交-直-交（間接）變壓變頻器,由于這類變壓變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間

20、有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱間接式的變壓變頻器。 具體的整流和逆變電路種類很多，當前應用最廣的是由二極管組成不控整流器和由功率開關器件（P-MOSFET，IGBT等）組成的脈寬調(diào)制（PWM）逆變器，簡稱PWM變壓變頻器，如下圖所示。,交-直-交PWM變壓變頻器基本結構,圖6-10 交-直-交PWM變壓變頻器,變壓變頻 (VVVF),中間直流環(huán)節(jié),恒壓恒頻 (CVCF),PWM 逆變器,DC,AC,AC,50Hz,調(diào)壓調(diào)頻,C,PWM變壓變頻器的應用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優(yōu)點： （1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元可控，通過它同時調(diào)節(jié)電壓和頻率，結構簡單。采用全

21、控型的功率開關器件，只通過驅動電壓脈沖進行控制，電路也簡單，效率高。,（2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當?shù)腜WM控制技術，正弦基波的比重較大，影響電機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉矩脈動小，提高了系統(tǒng)的調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能。,（3）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)壓和調(diào)頻，動態(tài)響應不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響，系統(tǒng)的動態(tài)性能也得以提高。 （4）采用不可控的二極管整流器，電源側功率因素較高，且不受逆變輸出電壓大小的影響。,PWM變壓變頻器常用的功率開關器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的電壓控制器件如IGCT、IEGT等。 受到開關器件額定電壓和電流的限制，對于

22、特大容量電機的變壓變頻調(diào)速仍只好采用半控型的晶閘管（SCR），并用可控整流器調(diào)壓和六拍逆變器調(diào)頻的交-直-交變壓變頻器，見下圖。,普通交-直-交變壓變頻器的基本結構,2. 交-交變壓變頻器,交-交變壓變頻器的基本結構如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconveter）。,交-交變壓變頻器的基本結構,圖6-12 交-交（直接）變壓變頻器,常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯(lián)的可逆線路。 也就是說，每一相都相當于一套直流可逆

23、調(diào)速系統(tǒng)的反并聯(lián)可逆線路（下圖a）。,交-交變壓變頻器的基本電路結構,圖6-13-a 交-交變壓變頻器每一相的可逆線路,交-交變壓變頻器的控制方式,整半周控制方式 正、反兩組按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓 u0 ， u0 的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角 ， u0 的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波，如下圖 b 所示。,輸出電壓波形,控制方式（ 2 ）, 調(diào)制控制方式 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導通期間不斷改變其控制角。 例如：在正向組導通的半個周期中，使控制角 由/2（對應于平均電壓 u0 = 0）逐漸減小到

24、 0（對應于 u0 最大），然后再逐漸增加到 /2（ u0 再變?yōu)?），如下圖所示。,圖6-14 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形,輸出電壓波形,當角按正弦規(guī)律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中虛線所示的正弦波。對反向組負半周的控制也是這樣。,單相交交變頻電路輸出電壓和電流波形,三相交交變頻電路,三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成，其基本結構如下圖所示。 如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當每一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式電路也須18個晶閘管。,三相交交變頻器的基本結構,輸出星形聯(lián)結方式三相交交變頻電路,三相橋式交交變頻電路

25、,因此，這樣的交-交變壓變頻器雖然在結構上只有一個變換環(huán)節(jié)，省去了中間直流環(huán)節(jié)，看似簡單，但所用的器件數(shù)量卻很多，總體設備相當龐大。 不過這些設備都是直流調(diào)速系統(tǒng)中常用的可逆整流裝置，在技術上和制造工藝上都很成熟，目前國內(nèi)有些企業(yè)已有可靠的產(chǎn)品。,這類交-交變頻器的其他缺點是：輸入功率因數(shù)較低，諧波電流含量大，頻譜復雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設備。其最高輸出頻率不超過電網(wǎng)頻率的 1/3 1/2，一般主要用于軋機主傳動、球磨機、水泥回轉窯等大容量、低轉速的調(diào)速系統(tǒng)，供電給低速電機直接傳動時，可以省去龐大的齒輪減速箱。,近年來又出現(xiàn)了一種采用全控型開關器件的矩陣式交-交變壓變頻器，類似于 P

26、WM控制方式，輸出電壓和輸入電流的低次諧波都較小，輸入功率因數(shù)可調(diào)，能量可雙向流動，以獲得四象限運行，但當輸出電壓必須為正弦波時，最大輸出輸入電壓比只有0.866。目前這類變壓變頻器尚處于開發(fā)階段，其發(fā)展前景是很好的。,*6.3.2 電壓源型和電流源型逆變器,在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質(zhì)的不同，逆變器可以分成電壓源型和電流源型兩類，兩種類型的實際區(qū)別在于直流環(huán)節(jié)采用怎樣的濾波器。下圖繪出了電壓源型和電流源型逆變器的示意圖。,兩種類型逆變器結構,電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter -VSI ），直流環(huán)節(jié)采用大電容濾波，因而直流電壓波形比較平直

27、，在理想情況下是一個內(nèi)阻為零的恒壓源，輸出交流電壓是矩形波或階梯波，有時簡稱電壓型逆變器。,電流源型逆變器（Current Source Inverter- CSI），直流環(huán)節(jié)采用大電感濾波，直流電流波形比較平直，相當于一個恒流源，輸出交流電流是矩形波或階梯波，或簡稱電流型逆變器。,性能比較,兩類逆變器在主電路上雖然只是濾波環(huán)節(jié)的不同，在性能上卻帶來了明顯的差異，主要表現(xiàn)如下： （1）無功能量的緩沖 在調(diào)速系統(tǒng)中，逆變器的負載是異步電機，屬感性負載。在中間直流環(huán)節(jié)與負載電機之間，除了有功功率的傳送外，還存在無功功率的交換。濾波器除濾波外還起著對無功功率的緩沖作用，使它不致影響到交流電網(wǎng)。,因此

28、，兩類逆變器的區(qū)別還表現(xiàn)在采用什么儲能元件（電容器或電感器）來緩沖無功能量。 （2）能量的回饋 用電流源型逆變器給異步電機供電的電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)有一個顯著特征，就是容易實現(xiàn)能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經(jīng)常正、反轉的生產(chǎn)機械。,下面以由晶閘管可控整流器UCR和電流源型串聯(lián)二極管式晶閘管逆變器CSI構成的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（如下圖所示）為例，說明電動運行和回饋制動兩種狀態(tài)。,電動運行狀態(tài),當電動運行時，UCR的控制角 ，電動機以轉速運行，電功率的傳送方向如上圖a所示。,逆變運行狀態(tài),如果降低變壓變頻器的輸出頻率 1，或從機械上抬高電機轉速 ，使 1 90 ，

29、則異步電機轉入發(fā)電狀態(tài)，逆變器轉入整流狀態(tài)，而可控整流器轉入有源逆變狀態(tài)，此時直流電壓Ud 立即反向，而電流 Id 方向不變，電能由電機回饋給交流電網(wǎng)（圖b）。,與此相反，采用電壓源型的交-直-交變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)要實現(xiàn)回饋制動和四象限運行卻很困難，因為其中間直流環(huán)節(jié)有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受到器件單向導電性的制約也不能反向，所以在原裝置上無法實現(xiàn)回饋制動。,必須制動時，只得在直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)電阻實現(xiàn)能耗制動，或者與UCR反并聯(lián)一組反向的可控整流器，用以通過反向的制動電流，而保持電壓極性不變，實現(xiàn)回饋制動。這樣做，設備要復雜多了。,性能比較（續(xù)）,（3）動態(tài)響應 正由于交-

30、直-交電流源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的直流電壓可以迅速改變，所以動態(tài)響應比較快，而電壓源型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)響應就慢得多。 （4）輸出波形 電壓源型逆變器輸出的電壓波形為方波，電流源型逆變器輸出的電流波形為方波（見下表）。,性能比較（續(xù)）,表6-1 兩種逆變器輸出波形比較,性能比較（續(xù)）,（4）應用場合 電壓源型逆變器屬恒壓源，電壓控制響應慢，不易波動，所以適于做多臺電機同步運行時的供電電源，或單臺電機調(diào)速但不要求快速起制動和快速減速的場合。采用電流源型逆變器的系統(tǒng)則相反，不適用于多電機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。,*6.3.3 180導通型和120導通型逆變器,交-直-交變壓變

31、頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源，下圖為6個電力電子開關器件VT1 VT6 組成的三相逆變器主電路，圖中用開關符號代表任何一種電力電子開關器件。,三相橋式逆變器主電路結構,控制方式,控制各開關器件輪流導通和關斷，可使輸出端得到三相交流電壓。在某一瞬間，控制一個開關器件關斷，同時使另一個器件導通，就實現(xiàn)了兩個器件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180導通型和120導通型兩種換流方式。,（1）180導通型控制方式,同一橋臂上、下兩管之間互相換流的逆變器稱作180導通型逆變器。 例如，當VT1關斷后，使VT4導通，而當VT4關斷后，又使VT1導通。這時，每個開關器件在一

32、個周期內(nèi)導通的區(qū)間是180，其他各相亦均如此。由于每隔60有一個器件開關，在180導通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關器件同時導通。,但須注意，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導通，否則將造成直流電源短路，謂之“直通”。為此，在換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件發(fā)出關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，叫做“死區(qū)時間”，再給應導通的器件發(fā)出開通信號。,死區(qū)時間的長短視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快時，所留的死區(qū)時間可以越短。為了安全起見，設置死區(qū)時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。,輸出波形,電壓型逆變電路的波形,（2）120導通型控制方式

33、,120導通型逆變器的換流是在不同橋臂中同一排左、右兩管之間進行的。 例如，VT1關斷后使VT3導通，VT3關斷后使VT5導通，VT4關斷后使VT6導通等等。這時，每個開關器件一次連續(xù)導通120，在同一時刻只有兩個器件導通，如果負載電機繞組是Y聯(lián)結，則只有兩相導電，另一相懸空。,電流型三相橋式逆變電路的輸出波形,6.4 變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制 (PWM)技術,本節(jié)提要 問題的提出 正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術 消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術 電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術 電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術（或稱磁鏈跟蹤控制技術）, 問題的提出,早期

34、的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），這是因為當時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關斷的不可控性和較低的開關頻率導致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機輸出轉矩存在脈動分量，影響其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運行時更為明顯。,六拍逆變器主電路結構,六拍逆變器的諧波,為了改善交流電動機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關器件之后，科技工作者在20世紀80年代開發(fā)了應用PWM技術的逆變器。 由于它的優(yōu)良技術性能，當今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術，只有在全控器件尚未能及的特大容量時

35、才屬例外。,6.4.1 正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術,1. PWM調(diào)制原理 以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier wave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation wave），當調(diào)制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。,按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調(diào)制方法稱作正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal pulse width modulati

36、on，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。,2. SPWM控制方式,如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。 如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負之間變化，叫做雙極性控制方式。,單相橋式PWM逆變電路,（1）單極性PWM控制方式,（2）雙極性PWM控制方式,3. PWM控制電路,模擬電子電路 采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制； 數(shù)字控制電路 硬件電路； 軟件實現(xiàn)。,模擬電子電路,數(shù)字控制電路,自然采樣法只是把同樣的

37、方法數(shù)字化， 自然采樣法的運算比較復雜； 規(guī)則采樣法在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。,（1）自然采樣法原理,（2）規(guī)則采樣法,規(guī)則采樣法原理,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc 自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負峰點）重合 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，使計算大為簡化,在三角波的負峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻 tA和B點時刻 tB控制開關器件的通斷 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近,規(guī)則采樣法原理,正弦調(diào)制信號波 式中，M 稱為調(diào)制

38、度，0 a 1；r為信號波角頻率。從圖中可得,因此可得 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度,根據(jù)上述采樣原理和計算公式，可以用計算機實時控制產(chǎn)生SPWM波形，具體實現(xiàn)方法有： 查表法可以先離線計算出相應的脈寬d 等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。,實時計算法事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc /2值，控制時先查出正弦值，與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應的Tc /2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。,由于PWM變壓變頻器的應用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進一步把它做

39、在微機芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機芯片和DSP。,4. PWM調(diào)制方法,載波比載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。,（1）異步調(diào)制,異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。 通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的； 在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；,當 fr 較低時，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響

40、都較?。?當 fr 增高時，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。,（2）同步調(diào)制,同步調(diào)制N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步。 基本同步調(diào)制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定； 三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；,為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數(shù)； fr 很低時，fc 也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除； fr 很高時，fc 會過高，使開關器件難以承受。,同步調(diào)制三相PWM波形,（3）分段同步調(diào)制,把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同； 在 fr 高的頻段采

41、用較低的N，使載波頻率不致過高； 在 fr 低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；,分段同步調(diào)制方式,（4）混合調(diào)制,可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。,5. PWM逆變器主電路及輸出波形,圖6-20 三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形,圖6-20為三相PWM波形，其中 urU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調(diào)制波， uc為雙極性三角載波； uUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點N之間的相電壓矩形波形； uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和- Ud ； uUN為三

42、相輸出與電機中點N之間的相電壓。,*6.4.2 消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM) 控制技術,脈寬調(diào)制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機的需要。要達到這一目的，除了上述采用正弦波調(diào)制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1， 2， 2m的方法，以消除指定次數(shù)的諧波，構成近似正弦的PWM波形（Selected Harmonics Elimination PWMSHEPWM）。,特定諧波消去法的輸出波形,圖6-21 特定諧波消去法的輸出PWM波形,對圖6-21的PWM波形作傅氏分析可知，其k次諧波相電壓幅值的表達式為

43、 （6-26） 式中 Ud變壓變頻器直流側電壓； 1以相位角表示的PWM波形第i個起始或終了時刻。,從理論上講，要消除第k次諧波分量，只須令式（6-26）中的，并滿足基波幅值為所要求的電壓值，從而解出相應的值即可。 然而，圖6-21的輸出電壓波形為一組正負相間的PWM波，它不僅半個周期對稱，而且有1/4周期按縱軸對稱的性質(zhì)。在1/4周期內(nèi)，有 m 個值，即 m 個待定參數(shù)，這些參數(shù)代表了可以用于消除指定諧波的自由度。,其中除了必須滿足的基波幅值外，尚有（m-1）個可選的參數(shù)，它們分別代表了可消除諧波的數(shù)量。 例如，取 m=5，可消除 4 個不同次數(shù)的諧波。常常希望消除影響最大的 5、7、11、

44、13 次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅為需要值，代入式（6-26）可得一組三角函數(shù)的聯(lián)立方程。,可采用數(shù)值法迭代，在上述方程組求解出開關時刻相位角 1 ，2 ， ， 然后再利用 1/4 周期對稱性，計算出 2m = - 1，以及 2m-1 . 各值。 這樣的數(shù)值計算法在理論上雖能消除所指定的次數(shù)的諧波，但更高次數(shù)的諧波卻可能反而增大，不過它們對電機電流和轉矩的影響已經(jīng)不大，所以這種控制技術的效果還是不錯的。,由于上述數(shù)值求解方法的復雜性，而且對應于不同基波頻率應有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關時刻也不一樣，所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關角的數(shù)值，放入微

45、機內(nèi)存，以備控制時調(diào)用。,*6.4.3 電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制 技術,應用PWM控制技術的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術都是以輸出電壓近似正弦波為目標的。,但是，在電流電機中，實際需要保證的應該是正弦波電流，因為在交流電機繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。,常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM CHBPWM）控制，具

46、有電流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。,1. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理,圖6-22電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖,圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進行比較，電流偏差 ia 超過時 h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C 二相的原理圖均與此相同。,采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。 如果， ia i*a ， 且i*a - ia h，滯環(huán)控制器 HBC輸出正電平，驅動上橋臂功率開關器件V1導通，變壓變頻器輸出正電壓，使增大

47、。當增長到與相等時，雖然，但HBC仍保持正電平輸出，保持導通，使繼續(xù)增大 直到達到ia = i*a + h ， ia = h ，使滯環(huán)翻轉，HBC輸出負電平，關斷V1 ，并經(jīng)延時后驅動V4,但此時未必能夠導通，由於電機繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管續(xù)流，使受到反向鉗位而不能導通。此后，逐漸減小，直到時，到達滯環(huán)偏差的下限值，使 HBC 再翻轉，又重復使導通。這樣，與交替工作，使輸出電流給定值之間的偏差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖 6-23 中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。,滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,圖6-23電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形,圖6-23

48、給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應的相電壓波形?？梢钥闯?，在半個周期內(nèi)圍繞正弦波作脈動變化，不論在的上升段還是下降段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機的反電動勢有關。,三相電流跟蹤型PWM逆變電路,圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形,因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側窄中間寬的SPWM波相反，兩側增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應該調(diào)整一下電壓波形。,電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關，同時還受到功率開關器件允許開關頻率的制約。當環(huán)寬選得較大時，可降低開關頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高

49、；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應在充分利用器件開關頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。,小 結,電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應快，且易于實現(xiàn)。但受功率開關器件允許開關頻率的限制，僅在電機堵轉且在給定電流峰值處才發(fā)揮出最高開關頻率，在其他情況下，器件的允許開關頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關頻率的電流控制器，或者在局部范圍內(nèi)限制開關頻率，但這樣對電流波形都會產(chǎn)生影響。,6.4.4 電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術 （或稱磁鏈跟蹤控制技術）,本節(jié)提要 問題的提出 空間矢量的定義 電壓與磁鏈空間矢量的關系

50、 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制,問題的提出,經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進了一步。然而交流電動機需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機空間形成圓形旋轉磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉矩。,如果對準這一目標，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉磁場來控制逆變器的工作，其效果應該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢

51、量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。,1. 空間矢量的定義,交流電動機繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，分析時常用時間相量來表示，但如果考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0， uB0 ， uC0 。,圖6-25 電壓空間矢量,電壓空間矢量的相互關系,定子電壓空間矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始終處于各相繞組的軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120。 合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量 us 是一個旋轉的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的3/2倍。,電壓空

52、間矢量的相互關系（續(xù)）,當電源頻率不變時，合成空間矢量 us 以電源角頻率1 為電氣角速度作恒速旋轉。當某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量 us 就落在該相的軸線上。用公式表示，則有,（6-39）,與定子電壓空間矢量相仿，可以定義定子電流和磁鏈的空間矢量 Is 和s 。,2. 電壓與磁鏈空間矢量的關系,三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為,（6-40）,式中,us 定子三相電壓合成空間矢量； Is 定子三相電流合成空間矢量； s 定子三相磁鏈合成空間矢量。,近似關系,當電動機轉速不是很低時，定子電阻壓降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不計，則定子合成電壓與

53、合成磁鏈空間矢量的近似關系為,（6-41）,（6-42）,或,磁鏈軌跡,當電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉，磁鏈矢量頂端的運動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉矢量可用下式表示。,（6-43）,其中 m是磁鏈s的幅值，1為其旋轉角速度。,由式（6-41）和式（6-43）可得,（6-44）,上式表明，當磁鏈幅值一定時，的大小與（或供電電壓頻率）成正比，其方向則與磁鏈矢量正交，即磁鏈圓的切線方向，,磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關系,如圖所示，當磁鏈矢量在空間旋轉一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。

54、 這樣，電動機旋轉磁場的軌跡問題就可轉化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。,圖6-26 旋轉磁場與電壓空間矢量的運動軌跡,3. 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場,（1）電壓空間矢量運動軌跡 在常規(guī)的 PWM 變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，異步電動機由六拍階梯波逆變器供電，這時的電壓空間矢量運動軌跡是怎樣的呢？ 為了討論方便起見，再把三相逆變器-異步電動機調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖繪出，圖6-27中六個功率開關器件都用開關符號代替，可以代表任意一種開關器件。,主電路原理圖,圖6-27 三相逆變器-異步電動機調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖,開關工作狀態(tài),如果，圖中的逆變器采用180導通型，功率開關器件共有8種工作狀態(tài)（

55、見附表） ，其中 6 種有效開關狀態(tài)； 2 種無效狀態(tài)（因為逆變器這時并沒有輸出電壓）： 上橋臂開關 VT1、VT3、VT5 全部導通 下橋臂開關 VT2、VT4、VT6 全部導通,開關狀態(tài)表,開關控制模式,對于六拍階梯波的逆變器，在其輸出的每個周期中6 種有效的工作狀態(tài)各出現(xiàn)一次。逆變器每隔 /3 時刻就切換一次工作狀態(tài)（即換相），而在這 /3 時刻內(nèi)則保持不變。,（a）開關模式分析,設工作周期從100狀態(tài)開始，這時VT6、VT1、VT2導通，其等效電路如圖所示。各相對直流電源中點的電壓都是幅值為 UAO = Ud / 2 UBO = UCO = - Ud /2,（b）工作狀態(tài)100的合成電

56、壓空間矢量,由圖可知，三相的合成空間矢量為 u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸（即X軸）。,（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量,u1 存在的時間為/3，在這段時間以后，工作狀態(tài)轉為110，和上面的分析相似，合成空間矢量變成圖中的 u2 ，它在空間上滯后于u1 的相位為 /3 弧度，存在的時間也是 /3 。,（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量,依此類推，隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉 /3 ，直到一個周期結束。 這樣，在一個周期中 6 個電壓空間矢量共轉過 2 弧度，形成一個封閉的正六邊形，如圖所示。,（2）定子磁鏈矢量端點的運動軌跡,電壓空間矢量與磁鏈矢

57、量的關系 一個由電壓空間矢量運動所形成的正六邊形軌跡也可以看作是異步電動機定子磁鏈矢量端點的運動軌跡。對于這個關系，進一步說明如下：,圖6-29 六拍逆變器供電時電動機電壓空間矢量與磁鏈矢量的關系,設在逆變器工作開始時定子磁鏈空間矢量為1，在第一個 /3 期間，電動機上施加的電壓空間矢量為圖6-28d中的 u1 ，把它們再畫在圖6-29中。按照式（6-41）可以寫成,也就是說，在 /3 所對應的時間 t 內(nèi)，施加 u1的結果是使定子磁鏈 1 產(chǎn)生一個增量，其幅值 |u1| 與成正比，方向與u1一致，最后得到圖6-29所示的新的磁鏈，而,（6-45）,（6-46）,依此類推，可以寫成 的通式,（

58、6-47）,（6-48）,總之，在一個周期內(nèi)，6個磁鏈空間矢量呈放射狀，矢量的尾部都在O點，其頂端的運動軌跡也就是6個電壓空間矢量所圍成的正六邊形。,磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關系,如果 u1 的作用時間t 小于 /3 ，則 i 的幅值也按比例地減小，如圖 6-30 中的矢量 ?？梢姡谌魏螘r刻，所產(chǎn)生的磁鏈增量的方向決定于所施加的電壓，其幅值則正比于施加電壓的時間。,圖6-30 磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關系,4. 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制,如前分析，我們可以得到的結論是： 如果交流電動機僅由常規(guī)的六拍階梯波逆變器供電，磁鏈軌跡便是六邊形的旋轉磁場，這顯然不象在正弦波供電時所產(chǎn)生的圓形旋轉磁場那樣能使電動機獲得勻速運行。 如果想獲得更多邊形或逼近圓形的旋轉磁場，就必須在每一個期間內(nèi)出現(xiàn)多個工作狀態(tài)，以形成更多的相位不同的電壓空間矢量。為此，必須對逆變器的控制模式進行改造。,圓形旋轉磁場逼近方法,PWM控制顯然可以適應上述要求，問題是，怎樣控制PWM的開關時間才能逼近圓形旋轉磁場。 科技工作者已經(jīng)提出過多種實現(xiàn)方法，例如線性組合法，三段逼近法，比較判斷法等31，這里只介紹線性組合法。,基本思路,圖6-31 逼近圓形時的磁鏈增量軌跡,如果要逼近圓形，可以增加切換次數(shù)，設想磁鏈增量由圖中的11 ， 12 ， 13 ， 14 這4段組成。