.z---.--總結資料脈沖編碼調制〔PCM〕系統(tǒng)設計與仿真1設計目的加深對所學的通信原理知識理解，培養(yǎng)專業(yè)素質；掌握通信電路的設計方法，能夠進展設計簡單的通信電路系統(tǒng)；掌握通信系統(tǒng)安裝的根本知識和技能，培養(yǎng)學生對通信電路系統(tǒng)的整機調試和檢測的能力；通過專業(yè)課程設計掌握通信中常用的信號處理方法，能夠分析簡單通信系統(tǒng)的性能。2設計要求畫出系統(tǒng)構造框圖，根據(jù)系統(tǒng)的工作原理，利用SystemView的模塊畫出系統(tǒng)的構造圖并進展仿真，觀察仿真波形。3設計原理SystemView仿真軟件可以實現(xiàn)多層次的通信系統(tǒng)仿真。脈沖編碼調制〔PCM〕是現(xiàn)代語音通信中數(shù)字化的重要編碼方式。利用SystemView實現(xiàn)脈沖編碼調制(PCM)仿真，可以為硬件電路實現(xiàn)提供理論依據(jù)。通過仿真展示了PCM編碼實現(xiàn)的設計思路及具體過程，并加以進展分析。PCM即脈沖編碼調制，在通信系統(tǒng)中完成將語音信號數(shù)字化功能。PCM的實現(xiàn)主要包括三個步驟完成：抽樣、量化、編碼。分別完成時間上離散、幅度上離散、及量化信號的二進制表示。根據(jù)CCITT的建議，為改善小信號量化性能，采用壓擴非均勻量化，有兩種建議方式，分別為A律和μ律方式，我**用了A律方式，由于A律壓縮實現(xiàn)復雜，常使用13折線法編碼,采用非均勻量化PCM編碼示意圖見圖1。話音輸入低通濾波瞬時壓縮話音輸入低通濾波瞬時壓縮抽樣量化編碼低通濾波瞬時擴*解調解碼信道再生話音輸出話音輸出圖3.1PCM原理框圖下面將介紹PCM編碼中抽樣、量化及編碼的原理：(a)抽樣所謂抽樣，就是對模擬信號進展周期性掃描，把時間上連續(xù)的信號變成時間上離散的信號。該模擬信號經(jīng)過抽樣后還應當包含原信號中所有信息，也就是說能無失真的恢復原模擬信號。它的抽樣速率的下限是由抽樣定理確定的。(b)量化從數(shù)學上來看，量化就是把一個連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射成一個離散幅度值的有限數(shù)集合。如圖2所示，量化器Q輸出L個量化值，k=1，2，3，…，L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信號幅度落在與之間時，量化器輸出電平為。這個量化過程可以表達為：模擬入量化器量化值這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。模擬入量化器量化值圖3.2模擬信號的量化模擬信號的量化分為均勻量化和非均勻量化。由于均勻量化存在的主要缺點是：無論抽樣值大小如何，量化噪聲的均方根值都固定不變。因此，當信號較小時，則信號量化噪聲功率比也就很小，這樣，對于弱信號時的量化信噪比就難以到達給定的要求。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值*圍定義為動態(tài)*圍，可見，均勻量化時的信號動態(tài)*圍將受到較大的限制。為了抑制這個缺點，實際中，往往采用非均勻量化。非均勻量化是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對于信號取值小的區(qū)間，其量化間隔也??；反之，量化間隔就大。它與均勻量化相比，有兩個突出的優(yōu)點。首先，當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度〔實際中常常是這樣〕時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比；其次，非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值根本上與信號抽樣值成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致一樣，即改善了小信號時的量化信噪比。實際中，非均勻量化的實際方法通常是將抽樣值通過壓縮再進展均勻量化。通常使用的壓縮器中，大多采用對數(shù)式壓縮。廣泛采用的兩種對數(shù)壓縮律是壓縮律和A壓縮律。美**用壓縮律，我國和歐洲各國均采用A壓縮律，因此，PCM編碼方式采用的也是A壓縮律。所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律：未壓縮〔1〕〔2〕〔3〕〔4〕〔5〕〔6〕〔7〕〔8〕0A未壓縮〔1〕〔2〕〔3〕〔4〕〔5〕〔6〕〔7〕〔8〕0路實現(xiàn)，本設計中所用到的PCM編碼正是采用這種壓擴特性來進展編碼的。圖3示出了這種壓擴特性。表1列出了13折線時的值與計算值的比較。表3.113折線時的值與計算值的比較0101按折線分段時的01段落12345678斜率16168421表1中第二行的值是根據(jù)時計算得到的，第三行的值是13折線分段時的值?？梢姡?3折線各段落的分界點與曲線十分逼近，同時按2的冪次分割有利于數(shù)字化。(c)編碼所謂編碼就是把量化后的信號變換成代碼，其相反的過程稱為譯碼。當然，這里的編碼和譯碼與過失控制編碼和譯碼是完全不同的，前者是屬于信源編碼的*疇。在現(xiàn)有的編碼方法中，假設按編碼的速度來分，大致可分為兩大類：低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結為三類：逐次比較型、折疊級聯(lián)型、混合型。在逐次比較型編碼方式中，無論采用幾位碼，一般均按極性碼、段落碼、段內碼的順序排列。下面結合13折線的量化來加以說明。表3.2段落碼表3.3段內碼段落序號段落碼量化級段內碼8111151111141110711013110112110061011110111010105100910018100040117011160110301050101401002001300112001010001000100000在13折線法中，無論輸入信號是正是負，均按8段折線〔8個段落〕進展編碼。假設用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值，其中用第一位表示量化值的極性，其余七位〔第二位至第八位〕則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是：用第二至第四位表示段落碼，它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它四位表示段內碼，它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結果，8個段落被劃分成27＝128個量化級。段落碼和8個段落之間的關系如表2所示；段內碼與16個量化級之間的關系見表3。PCM編譯碼器的實現(xiàn)可以借鑒單片PCM編碼器集成芯片，如：TP3067A、CD22357等。單芯片工作時只需給出外圍的時序電路即可實現(xiàn)，考慮到實現(xiàn)細節(jié)，仿真時將PCM編譯碼器分為編碼器和譯碼器模塊分別實現(xiàn)。3.1、信號源子系統(tǒng)的組成由三個幅度一樣、頻率不同的正弦信號〔圖符7、8、9〕合成，如圖4圖3.4信號源子系統(tǒng)的組成3.2、PCM編碼器模塊PCM編碼器模塊主要由信號源〔圖符7〕、低通濾波器〔圖符15〕、瞬時壓縮器〔圖符16〕、A/D轉換器〔圖符8〕、并/串轉換器〔圖符10〕、輸出端子構成〔圖符9〕，實現(xiàn)模型如以下圖5所示:圖3.5PCM編碼器模塊信源信號經(jīng)過PCM編碼器低通濾波器〔圖符15〕完成信號頻帶過濾，由于PCM量化采用非均勻量化，還要使用瞬時壓縮器實現(xiàn)A律壓縮后再進展均勻量化，A/D轉換器〔圖符8〕完成采樣及量化，由于A/D轉換器的輸出是并行數(shù)據(jù)，必須通過數(shù)據(jù)選擇器〔圖符10〕完成并/串轉換成串行數(shù)據(jù)，最后通過圖符〔9〕輸出PCM編碼信號。3.3、PCM編碼器組件功能實現(xiàn)(a)低通濾波器：為實現(xiàn)信號的語音頻率特性，考慮到濾波器在通帶和阻帶之間的過渡，采用了低通濾波器，而沒有設計帶通濾波器。為實現(xiàn)信號在300Hz－3400Hz的語音頻帶內，在這里采用了一個階數(shù)為3階的切比雪夫濾波器，其具有在通帶內等波紋、阻帶內單調的特性。(b)瞬時壓縮器：瞬時壓縮器〔圖符16〕使用了我國現(xiàn)采用A律壓縮，注意在譯碼時擴*器也應采用A律解壓。比照壓縮前后時域信號〔見圖6,圖7〕，明顯看到對數(shù)壓縮時小信號明顯放大，而大信號被壓縮，從而提高了小信號的信噪比，這樣可以使用較少位數(shù)的量化滿足語音傳輸?shù)男枰D3.6壓縮前圖3.7壓縮后(c)A/D轉換器：完成經(jīng)過瞬時壓縮后信號時間及幅度的離散，通常認為語音的頻帶在300Hz－3400Hz，根據(jù)低通采樣定理，采樣頻率應大于信號最高頻率兩倍以上，在這里A/D的采樣頻率為8Hz即可滿足，均勻量化電平數(shù)為256級量化，編碼用8bit表示，其中第一位為極性表示，這樣產生了64kbit/s的語音壓縮編碼。(d)數(shù)據(jù)選擇器：圖符10為帶使能端的8路數(shù)據(jù)選擇器，與74151功能一樣，在這里完成A/D轉換后的數(shù)據(jù)的并/串轉換，圖符11、12、13為選擇控制端，在這里控制輪流輸出并行數(shù)據(jù)為串行數(shù)據(jù)。通過數(shù)據(jù)選擇器還可以實現(xiàn)碼速轉換功能。3.4、PCM譯碼器模塊PCM譯碼器是實現(xiàn)PCM編碼的逆系統(tǒng)。PCM譯碼器模塊主要由ADC出來的PCM數(shù)據(jù)輸出端、D/A轉換器、瞬時擴*器、低通濾波器構成。實現(xiàn)模型如以下圖8所示：圖3.8PCM譯碼器3.4.1PCM譯碼器組件功能實現(xiàn)(a)D/A轉換器(圖符1)：用來實現(xiàn)與A/D轉換相反的過程，實現(xiàn)數(shù)字量轉化為模擬量，從而到達譯碼最根本的要求，也就是最起碼要有步驟。(b)擴*器〔圖符8〕：實現(xiàn)與瞬時壓縮器相反的功能，由于采用A律壓縮，擴*也必須采用A律瞬時擴*器。(c)濾波器〔圖符3〕：由于采樣脈沖不可能是理想沖激函數(shù)會引入孔徑失真，量化時也會帶來量化噪聲，及信號再生時引入的定時抖動失真，需要對再生信號進展幅度及相位的補償，同時濾除高頻分量，在這里使用與編碼模塊中一樣的低通濾波器。系統(tǒng)仿真模型如以下圖9：圖3.9系統(tǒng)模型子系統(tǒng)〔圖符12〕如以下圖10：圖3.10子系統(tǒng)以上圖9、圖10各方塊的有關參數(shù)如表4：表3.4有關參數(shù)符號名稱參數(shù)設置12子系統(tǒng)7SinusoidAmp=1v，F(xiàn)req=1e+3Hz，Phase=0deg，Output0=Sinet4，Output1=Cosine8SinusoidAmp=1v，F(xiàn)req=1.5e+3Hz，Phase=0deg，Output0=Sinet4，Output1=Cosine9SinusoidAmp=1v，F(xiàn)req=500Hz，Phase=0deg，Output0=Sinet4，Output1=Cosine10AdderInputsfrom789，Outputsto1111MetaOutInputfrom10Outputto3203451419Analysis13Logic:ADCTwo'splement，GateDelay=0sec，Threshold=500e-3v，TrueOutput=1v，F(xiàn)alseOutput=0v，No.Bits=8，MinInput=-2.5v，Ma*Input=2.5v，RiseTime=0sec，Analog=t21Output0，Clock=t1Output00Logic:DACTwo'splement，GateDelay=0sec，Threshold=500e-3No.Bits=8，MinOutput=-2.5v，Ma*Output=2.5v，D-0=t13Output0，D-1=t13Output1，D-2=t13Output2，D-3=t13Output3，D-4=t13Output4220Operator:LinearSysButterworthLowpassIIR3Poles，F(xiàn)c=1.8e+3Hz，QuantBits=NoneInitdtn=Transient，DSPModeDisabled118Source:PulseTrainAmp=1v，F(xiàn)req=10e+3HzPulseW=20.e-6sec，Offset=0v，Phase=0deg21m:DepandA-Law，Ma*Input=±2.56m:panderA-Law，Ma*Input=±2.516Source:PulseTrainAmp=1v，F(xiàn)req=30e+3Hz，PulseW=20.e-6secOffset=0v，Phase=0deg17Source:PulseTrainAmp=1v，F(xiàn)req=20e+3Hz，PulseW=20.e-6secOffset=0v，Phase=0deg15Logic:Mu*-D-8GateDelay=0sec，Threshold=500.e-3vTrueOutput=1v，F(xiàn)alseOutput=03.5、仿真波形3.5.1信號源的波形信號源經(jīng)壓縮后的波形3.5.3PCM編碼的波形3.5.4PCM譯碼時經(jīng)過D/A轉化并用A律擴*后的輸出波形3.5.5譯碼后恢復源信號的輸出波形由以上數(shù)據(jù)波形可以看出在PCM編碼的過程中，譯碼輸出的波形具有一定的延遲現(xiàn)象，其波形根本上不失真的在接收端得到恢復，傳輸?shù)倪^程中實現(xiàn)了數(shù)字化的傳輸過程。4設計過程中需解決的問題首先，必須根據(jù)實際情況合理的設計采樣頻率和抽樣脈沖的參數(shù)，以防波形的失真，由于在剛開場的時候,沒有合理設置采樣頻率的參數(shù),出現(xiàn)了在譯碼時恢復波形的失真,最后根據(jù)采樣頻率fs大于等于2fH條件,通過不斷調試,最終可以合理地恢復源信號波形。但由于在信道傳輸過程中由于各種原因而引起譯碼波形有一定的延時現(xiàn)象。其次，在調試帶使能端的8路數(shù)據(jù)選擇器在實現(xiàn)PCM編碼輸出的并行數(shù)據(jù)轉換為串行數(shù)據(jù)輸出時，起初由于沒有合理應用選擇控制端，